مبتدی (مناسب برای درک مفهوم کلی مطلب) 

به طور کلی تعداد ولتاژهای خروجی و تعداد کلیدهای نیمه هادی قدرت مورد استفاده در توپولوژی پیشنهادی به صورت زیر نشان داده شده است.
• تعداد کلیدهای مورد نیاز = 2n+4
• تعداد سطوح ولتاژ خروجی = 2(n+1)-1
جایی که n تعداد منابع ولتاژ DC مورد استفاده در AMLI پیشنهادی را نشان می دهد.

3. کار و حالت های عملیات
هر زمان سوئیچ SWa در واحد پایه هدایت شود، منبع ولتاژ DC در آن واحد پایه را به توپولوژی اضافه می کند و هر زمان که سوئیچ SWb آن را هدایت کند منبع ولتاژ DC را دور می زند. ما باید مطمئن شویم که SWa و SWb هر دو به طور همزمان انجام نمی شوند. با استفاده از سه واحد اصلی که منبع ولتاژ DC به ترتیب نسبت 1:2:4 دارند، می‌توان حداکثر ولتاژ پیک 7Vdc را در بار تولید کرد. پل H برای دریافت ولتاژهای مثبت و منفی جایگزین در بار استفاده می شود.
15 حالت عملکرد اینورتر پیشنهادی برای به دست آوردن 15 سطح ولتاژ مختلف وجود دارد که در شکل 3 تا شکل 17 در زیر نشان داده شده است. سوئیچ های مورد استفاده در توپولوژی MOSFET هستند زیرا MOSFET ها از نظر ساختار متقارن هستند و اجازه می دهند جریان در هر دو جهت جریان یابد، بنابراین می توانیم از بار RL نیز در جایی که جریان منفی دریافت می کنیم استفاده کنیم. با استفاده از MOSFET در این روش می توانیم اینورتر را در هر 4 ربع کار کنیم.

. تکنیک های PWM
تکنیک PWM تغییر سطح برای توپولوژی پیشنهادی مناسب است. سیگنال ‌های راه‌ اندازی یک AMLI پیشنهادی با استفاده از یک سیگنال کنترل مرجع موج سینوسی و چهارده سیگنال موج مثلثی حامل با فرکانس و دامنه برابر پیکربندی می‌شوند. سیگنال ها بر اساس مقایسه بین سیگنال های حامل مثلثی با جابجایی عمودی و سیگنال کنترل مرجع سینوسی تولید می شوند که در شکل 18 نشان داده شده است.
تکنیک‌های PWM که در بالا توضیح داده شد را می‌توان بر اساس سیگنال‌های موج حامل [10] به‌عنوان حالت فاز (PD)، حالت مخالف فاز جایگزین (APOD) و حالت مخالف فاز (POD) متمایز کرد. اینورترهای چند سطحی سطح N معمولاً از امواج حامل N-1 استفاده می کنند. هر روش دارای معایب و مزایای خاص خود است. امواج حامل در تکنیک PD همانطور که در شکل 19 نشان داده شده است، همه در فاز هستند، امواج حامل زیر و بالای نقطه صفر در تکنیک POD نشان داده شده در شکل 20 خارج از فاز هستند و امواج حامل در تکنیک APOD نشان داده شده در شکل. .21 فاز 180 درجه از بالا به پایین جابجا شده است.
در این مقاله 14 سیگنال مثلثی هر کدام با فرکانس 1 کیلوهرتز به گونه‌ای جابجا شده‌اند که همپوشانی ندارند و از این سیگنال‌ها به عنوان سیگنال‌های حامل استفاده می‌شود. پالس‌های راه‌اندازی مورد نظر برای همه سوئیچ‌ها در MLI توسط امواج حامل مثلثی تغییر سطح در مقایسه با موج سینوسی خالص با دامنه مرجع (Vsin) به دست می‌آید که در آن Vtri دامنه موج حامل است که به عنوان مقدار پیک به اوج تعریف می‌شود. دامنه موج سینوسی به زمان سوئیچینگ تبدیل می شود که در شکل 22 تا شکل 29 نشان داده شده است.
5. شبیه سازی و نتایج
اینورتر چند سطحی نامتقارن شامل سه منبع ولتاژ DC نامتقارن، یک پل H و یک بار RL است که در شکل 30 نشان داده شده است. سه کلید S1، S3 و S5، سه منبع ولتاژ نامتقارن را کنترل می کنند. به ترکیب منبع DC و سوئیچ، سوئیچ های S2، S4 و S6 به صورت ضد موازی متصل می شوند.
شبیه‌ سازی توپولوژی پیشنهادی در زیر نشان داده شده است، و شامل یک سیگنال دروازه‌ای است که در آن موج سینوسی با شکل‌ های موج مثلثی جابجا شده در سطح مقایسه می‌شود، که به عنوان رویکرد حالت فاز شناخته می‌شود. الگوهای سوئیچینگ جداگانه در شکل 22 تا 29 نشان داده شده است. سیگنال ها به سوئیچ های S5، S3 و S1 تحویل داده می شوند. سیگنال های مکمل سوئیچ های S5، S3 و S1 به ترتیب به سوئیچ های S6، S4 و S2 مطابق جدول وضعیت سوئیچینگ داده می شود. سوئیچ های S7 و S9 در جهت مخالف هدایت می شوند. در نیمه مثبت چرخه سوئیچ های S7 و S8 روشن می شوند. در نیمه منفی چرخه سوئیچ های S9 و S10 روشن می شوند.
خروجی از اینورتر شکل موج پلکانی است، از هارمونیک های مرتبه بالا تشکیل شده است، برای کاهش هارمونیک ها از فیلتر LCL برای بدست آوردن شکل موج خروجی صاف استفاده می شود. که با استفاده از فیلتر LCL بیشتر صاف می شود.
ولتاژ خروجی ولتاژ مضاعف 350 ولت AC با 15 سطح و فرکانس 50 هرتز در خروجی بدون فیلتر LCL همانطور که در شکل 31 نشان داده شده است، به دست می آید، خروجی بدون فیلتر دارای هارمونیک های مرتبه بالاتری است که در شکل 32 نشان داده شده است که بیشتر کاهش می یابد. با استفاده از فیلتر LCL برای دستیابی به شکل موج خروجی صاف همانطور که در شکل 19 نشان داده شده است
شکل 32 شکل موج خروجی اینورتر پیشنهادی از پلتفرم متلب را نشان می دهد، این خروجی از ولتاژ 325 ولت AC پیک تا پیک 50 هرتز است. که مطابق با شکل موج استاندارد 230 ولت RMS است. فیلتر LCL برای بدست آوردن شکل موج خروجی صاف استفاده می شود.
تجزیه و تحلیل THD شکل موج خروجی نهایی با فیلتر همانطور که با بزرگی ولتاژ شکل موج اصلی 50 هرتز به دست آمده است 323.5 ولت است که منجر به THD 0.1٪ همانطور که در شکل 34 نشان داده شده است.

مبتدی (مناسب برای درک مفهوم کلی مطلب) 

1. مقدمه

             استراتژی فراگیر برای ساخت رنگ های آلی  برای کاربردهای سلول خورشیدی، اتصال بخش های اهداکننده الکترون (D) را در حالت زمین، از طریق یک واحد لینکر به بخش تقسیم کننده (A) که الکترون- کمبود در حالت زمین، که به عنوان استراتژی کشش-فشار شناخته می شود [1-5]. پس از تحریک نور، یک فرآیند انتقال بار بین مولکولی (ICT) از بخش D به A القا می شود، جایی که الکترون بیشتر به باند هدایت (CB) نیمه هادی منتقل می شود [1،6،7] . برای جذب حداکثری نور خورشید، خواص نوری و الکترونیکی رنگ های استفاده شده بوسیله تغییر قسمت های D یا A و همچنین تغییر طول واحد لینکر رخ می دهد[8]. چندین واحد پذیرنده برای این منظور از جمله قطعات سایانواکریلیک و رودانین استفاده شده است [1،8]. این دو بخش به شدت در رنگ های مختلف آلی استفاده می شود [1،9]. هر یک از این بخش ها دارای دلایل(منافع و مضرات) خود هستند و بسته به شرایط کار دارد [10]. با این حال، تأثیر تنوع واحدهای پذیرنده عمدتا به تغییر پاسخ طیفی رنگ مورد استفاده و / یا نیروی موثر ترمودینامیکی بین LUMO رنگ تحریک شده و CB است که به نوبه خود متاثر از تراکم فوتوگرام و ولتاژ مدار باز مقادیر در سلول های خورشیدی است[1،9،11،12]. گزارش های بسیار کمی در مورد تغییرات پارامترهای جنبشی، بویژه تزریق الکترون و بازترکیب، به محض تغییر واحد های D یا A مورد بحث قرار گرفته است [6]. با این وجود، این مقاله نشان دهنده دینامیک تزریق الکترونی برای چهار رنگ  با عملکرد خوب، بدون فلز و اندولین اما با چهار واحد پذیرنده شناخته شده به نامهای D131، D102، D149 و D205 است که واحد D را به اشتراک می گذارد (ساختار شیمیایی در شکل 1 را ببینید.) همانطور که در شکل 1 دیده می شود، D131 یک گروه سینوآکریلیک دارد، D102 دارای یک مولکول رودانین است، D149 دارای دو مولکول رودانین است و D205 دارای زنجیره اکتیل اضافی در بالای دو بخش ردانین است. سلول های خورشیدی مبتنی بر D131، D102 و D149 با استفاده از ZnO، کارایی بالایی را در بین رنگ های دیگر اندولین نشان داده اند که به حدود 5٪ می رسد [13]. در نانومواد TiO2، سلول خورشیدی مبتنی بر D131 دارای راندمان بالاتر (حدود 1/5 درصد)، نسبت به سایر بر اساس D149 و D102 است که بالاترین میزان جریان تولید شده را به علت اتصال قوی الکترونیک بین گروه سینوآکریلیک حمل می کند، که در آن LUMO مستقر شده و TiO2 روی سطح است [14-16]. با توسعه طراحی ساختاری، در شرایط مشابه زنجیرۀ طولانی Octyl در D205  در مقایسه با D149 و D102  با توجه به تاخیر فرایند بازترکیب الکترون منجر به بهبود بهره وری 7.1٪ می شود [17].  با کمک عامل ضد تجمع، کارایی حدود  9.5٪ و 9.0٪ بر روی نانوکریستالین-TiO2 می تواند به ترتیب توسط D205 و D149 به دست آید [18]. لازم به ذکر است که اولین پیشرفت رنگ های اندولین که جذب این رنگ ها می شود، توسط D149 به دست آمد که در آن مقدار بهره وری 8.2٪ می تواند به دست آید [19]. از اطلاعات فوق می توان دید که بهره وری بدون درک عمیق از دینامیک الکترونی مرتبط با ساختار رنگ قابل اندازه گیری است. بنابراين، رابطه بین ساختار بنیادی اين رنگها با آروماتيك و ديناميك الكترون، عمدتا تزريق الكترون، قطعا دانش ما را به سمت ترکیب كردن رنگها بیشتر خواهدکرد. برای انجام این کار، جذب گذرا فوق العاده ای در محدوده میانی اشعه مادون قرمز (fs-IR) در این مطالعه مورد استفاده قرار می گیرد تا پویایی الکترون را در رنگ های جذب شده اندولین در CB TiO2 دنبال کند. پروب fsIR از قبل برای سیستم های مختلف برای مشاهده تزریق الکترون استفاده شده است [20-24]. جذب حالت گذرای الکترون به طور معمول از 3333 تا 111111 نانومتر با شکل بدون حالت خاص متغیر است [25]. اخیرا حساسیت fs-IR نسبت به الکترونهای تزریقی در CB در نیمه هادی ها به دلیل عدم جذب الکترونیک از سایر گونه ها مانند رنگ های آلی کاتیونی [26-28] بیشتر شده است. این مزیت منحصر به فرد از پروب MID-IN برای استفاده از فرایند تزریق الکترون برای چهار رنگ جذب شده روی TiO2، D131، D102، D149 و D205 استفاده می شود. دینامیک fs-IR نشان می دهد در اینجا تغییرات شدیدی در حرکت الکترون  در طول تغییر قسمت پذیرنده برای رنگ مورد مطالعه وجود دارد. 

2. نتایج و بحث

            رنگ های اندولین شامل واحد D، D131، D102 و D149 در تولوئن است. ماهیت حالت برانگیختگی D یک حالت محلی برانگیخه (LE) است که پس از اتصال واحدهای پذیرنده در رنگ های در حال ظهور به حالت انتقال بار داخل مولکولی (ICT) تبدیل می¬شود[16،19،29،30]. همانطور که مشاهده می شود، با افزایش قدرت واحدهای پذیرنده متصل به واحد D (λmax abs ≈ 375 نانومتر)، از سینوآکریل (D131، λmax abs ≈ 460 نانومتر) تا قسمت های ردانین (λmax abs ≈ 500, D102 نانومتر، λmax abs ≈ 535 ,D149 نانومتر و ,D205 λmax 535 نانومتر)، جابجایی باتوکرومیک قابل مشاهده است. این توانایی های پذیرنده قبل از آن در تئوری کار Tangui [16] نشان داده شده است، که در آن لحظه دوقطبی شدن توسط ca  فاکتور دو قسمتی طی رفتن از گروه سینوآکریلیک در D131 به دو بخش Rhodanine در D149 افزایش می یابد. این طیف جذبی احتمالا به دلیل اثر تجمع، پس از جذب این رنگها در TiO2 گسترش یافته است، که در شکل 2B برای D149 در TiO2 نشان داده شده است. گسترش های مشابه برای رنگ های دیگر گزارش شده است [31-34]. با این حال، همانطور که قبلا در ناحیه مرئی نشان داده نشده است با استفاده از پروب fs-IR در اندازه گیری ها، مسئله تجمع بر روی تحرکات مشاهده شده ، تحت تاثیر قرار نمی گیرد [32]، از این رو منطقه طیف کاری تنها به الکترون های مرتعش در  CB از TiO2 حساس اند[26،27]. 

             همانطور که در شکل 3 نشان داده شده، رنگ های جذب شده روی TiO2 در ناحیه مرئی با 410 نانومتر برانگیخته شده اند و در ناحیه میانی IR در 4900 نانومتر مورد بررسی قرار می گیرند، جایی که نشانه دینامیک الکترون در CB در TiO2 می تواند دنبال گردد، پروفیل های جنبشی مختلف را می توان بسته به ساختار رنگ مشاهده کرد. در زمان صفر، سیگنال تزریق الکترون در 4900 نانومتر تولید می شود، که نشان دهنده فرآیند انتقال الکترون از رنگ برانگیخته به CB TiO2 است، به شکل 3 نگاه کنید. خارج از زمان صفر، ثابت های زمان تزریق آهسته برای D102، D149 و D205، به جز D131، می تواند تشخیص داده شود. بعدها، سیگنال به دلیل فرآیند بازترکیب الکترون بین الکترونها در CB از TiO2 به رنگهای اکسیده شده بر روی سطح، شروع به محو شدن می کند، اما بازسازی کامل الکترون ها فراتر از زمان مطلوب ما از اندازه گیری های جاری است،حدود 5 نانوثانیه. بنابراین، تجزیه و تحلیل دقیق برای فرآیند بازترکیب الکترونی انجام نشده است. جدول 1 خلاصه ثابت های زمانی به دست آمده از تطابق مسیرهای جنبش با استفاده از اجزای چند گانه را نشان میدهد. برای بهترین دانش در حال حاضر، ثابت زمانی تزریق الکترون، به ترتیب در مقیاس زمانی پیکوثانیه، برای رنگ های بنیادی به ندرت مشاهده شد و به طور کامل شناخته نشد [6]. حتی برای رنگ D149 که به شکل اسپکتروسکوپی در نیمه رساناها مورد مطالعه قرار گرفته است، فقط اجزای تزریق الکترون از 100-250 fs مشاهده شد [35-37]. به احتمال زیاد فرآیند تزریق آهسته به دلیل استفاده از پروب قابل مشاهده برای تشخیص این فرایند حیاتی مشاهده نشده است که در آن همپوشانی بین سیگنال های جذب الکترون، رنگ اکسید شده و حالت تحریک رنگ های  تزریق نشده بر روی سطوح، انجام تجزیه و تحلیل داده ها را کاملا چالش برانگیز کرده است. با این وجود، قبلا، فرآیند تزریق الكترون D149 در سراسرسلول خورشیدی  كه توسط طیف mid-IR مورد بررسی قرار گرفت، نتایج مشابهی با نتایج این كار داشت [23]. 

            داده های تطبیق داده شده  رفتار دو بعدی برای رنگ های مورد بررسی به جز رنگ D131  نشان می دهد , تنها یک دوره تعریف شده استفاده می شود (جدول 1). ظاهرا، تمام رنگ ها با بخش رودانین (D102، D149 و D205)  تزریق آهسته تر الکترون را بر حسب پیکوثانیه نشان می دهند و پس از جایگزینی بخش رودانین توسط گروه سینوآکریل، در D131 تنها یک مولفه تزریق سریع 150fs نشان داده شده است (جدول 1 ) به نظر می رسد مقدار دومین ثابت زمانی تزریق با تعداد بخشهای موجود رودانین افزایش می یابد ، D149> D102 (جدول 1).  برای توضیح بیشتر، D102، با یک بخش ردانین ، ثابت زمانی دوم را در حدود 1.7 ps و برای D149، با دو بخش ردانین، دارای یک مولفه  30ps با دامنه بالا 50٪ است (جدول 1). با این حال، برای D205 که مشابه D149 است (شکل 1 را ببینید)، ثابت زمانی دوم تزریق پایین تر از D149 است، اگرچه آنها تعداد برابر از بخشهای رودانین را به اشتراک می گذارند، این می تواند به دلیل وجود زنجیره ای اضافی  alkyl در D205 باشد که مانع از حرکت پیچشی در حالت برانگیخته میشود (شکل 1). انتظار می رود که حضور مولفه دوم تزریق آهسته الكترون در D102، D149 و D205 به علت وجود گروه پذیرنده قوی توسط بخش رودانین باشد كه در D131 قوی تر از واحد سایانوكریك در D131 است [16]. وجود یک گروه پذیرنده قوی می تواند منجر به انتقال بار بین مولکولی پیچیده (TICT) / ایزومری شده در سطوح نیمه هادی شود که به نوبه خود می تواند به علت تزویج ضعیف بین رنگ کاتیونی و سطوح مرتعش CB در TiO2 منجر به روند تزریق آهسته و روند بازترکیب آهسته گردد [26،38،39]. برای تأیید وجود وضعیت TICT / ایزومریز روی TiO2، محاسبات تئوری سختی لازم است که در حال حاضر در حال ساخت هستند. با این حال، برای تأیید سهم تحرکات بزرگ در سطوح نیمه هادی با یک ترفند ساده ی تجربی، یک لایه پلیمر PMMA به صورت فیزیکی بر روی D205 جذب شده روی TiO2 توزیع میشود. PMMA به عنوان مانع تحرکات بزرگ مشاهده شده در رنگ ها و مولکول های محلول می شود، شناخته شده است [32]. پس از استفاده از PMMA، پروفیل تزریق الکترون به طور قابل توجهی تغییر کرده است، در حالی که طول عمر تزریق D205 / TiO2 حدودا 1.2ps است که با استفاده از PMMA در بالای لایه D205 سریعتر شده به 0.7  پیکوثانیه میرسد. (شکل 3B و جدول 1) این تغییرات در نرخ تزریق الکترون با استفاده از PMMA، وجود تحرکات گسترده ای از رنگ های جذب شده قبل از تزریق را تایید می کند. حضور حالت TICT یا یک حالت ایزومری شده روی سطوح نیمه هادی مورد بحث و بررسی قرار گرفته است و قبلا برای سایر رنگهای آلی [26،29،32،38،40،41] نشان داده شده است. مهمتر از همه، حضور حالت تزریق TICT / ایزومری شده منجر به کاهش سرعت فرآیند بازترکیب الکترون می شود [26،38،41]. این نیز در شکل 3B نشان داده شده است، که برای همان مقدار الکترون های تزریقی (تحرکات نرمالیزه شده)، بازترکیب الکترون برای D131 به علت تزویج قوی بین ICT از D131 کاتیونی و CB از TiO2سریع تر از سایر رنگ ها با بخش های رودانین است. همانطور که در شکل 3 نشان داده شده است، برای همان مقدار الکترون های تزریق شده، بازترکیب الکترون برای D149 و D205 در زمان فعلی بسیار مشابه است که می تواند عملکرد مشابه دو رنگ را در شرایط استاندارد نشان دهد [18]. به عنوان مثال، سلول های خورشیدی بر اساس هر دو رنگ، D149 و D205، کارایی مشابهی را به ترتیب 8.2 و 8.4 درصد نشان داد [18]. اگرچه زنجيره اکتيل در D205 مقدار الكترون تزريق شده از حالت TICT / ايزومري را به دليل دامنه پایینتر از اجزاي تزريق الكترون هاي كوچك (جدول 1) كاهش مي دهد، زنجيره اكتيل همچنان براي كاهش تجمع موجود در سطوح نيمه هادي و عملکرد بالا را در سلول های خورشیدی حائز اهمیت است [18]. بنابراین، خواص شناخته شده برای رودانین به عنوان یک گروه پذیرنده قوی که طیف رنگ جذب شده روی سطح را به سمت منطقه IR جذب می کند، اجازه می دهد که رنگ، جذب فوتون بیشتری داشته باشد، همچنین می تواند باعث شکل گیری وضعیت TICT /ایزومری شود که تاثیر مستقیمی روی فرآیندهای تزریق الکترون و فرایند بازترکیب دارد. 

3. نتایج
به طور خلاصه، مقايسه ديناميك هاي الكتروني با استفاده از حسگر پروب mid-IR، به ويژه فرآيند تزريق الكترون، براي رنگ هاي اندولين شناخته شده D131، D102، D149 و D205، روند تزريق آهسته الكترون را براي رنگ هاي حاوي مولكول رودانين نشان مي دهد. این فرآیند تزریق آهسته به علت شکل گیری وضعیت TICT / ایزومری است که تاثیر مستقیمی روی فرآیند بازترکیب الکترون و عملکرد این رنگ ها در سلول های خورشیدی دارد که قبلا نشان داده شده است [19،30،42،43]. همچنین بر خلاف دیدگاه سنتی که تزریق فوق سریع الکترون ها برای رنگهایی که در سلول های خورشیدی مورد استفاده قرار می گیرند، تمام تحرکات را تحت تأثیر قرار می دهد، نرخ های تزریق آهسته نیز می تواند به کارایی بالا در سلول های خورشیدی روی این رنگها کمک کند. در نهایت، این مقاله راه را برای طراحی هوشمندانه تر رنگ های آلی با توجه به فرایندهای تصویری فیزیکی واقع شده روی سطوح نیمه هادی هموار می کند.

رویکرد کد گذاری در اتصال های سه بعدی کم مصرف

Coding Approach for Low-Power 3D Interconnects

چکیده
1-مقدمه
2- مباحث اولیه: مدل رابط های سیلیکانی
3- چیدمان بیت-رابط سیلیکانی با قدرت بهینه
4- چیدمان های منظم رابط های سیلیکانی به ازای سیگنال های پردازش دیجیتالی
5- مقایسه طراحی های بهینه و منظم به ازای سیگنال های پردازشی دیجیتال
1-5 شبکه تراشه ای بصری
2-5 حس گرهای ام ایی ام اس در شبکه تراشه ای 3 بعدی
6- ترکیب با کدگذاری داده ای
7- نتایج تجربی
8- نتیجه گیری

چکیده
رابط های سیلیکانی در اتصالات سه بعدی مصرف قدرت بالایی دارند، که می توان این میزان مصرف را با راهبردهای کدگذاری کاهش داد. این مقاله رویکردی را مطرح می کند که مصرف قدرت رابط های سیلکانی را از طریق تعیین بیت آگاه به سیگنال کاهش می دهد که شامل تبدیل هایی می باشد تا از تاثیر میدان نیمه هادی فلز اکسید بهره گرفت. این رویکرد هزینه مازادی را تحمیل نمی کند و منجر به کاهش تضمینی مصرف برق و قدرت می گردد. تحلیل راهبرد ما نشان می دهد که کاهش مصرف قدرت در رابط های سیلیکانی تا میزان 48% به ازای جریان داده های واقعی متناسب (همانند حس گر تصویری) و 11% به ازای جریان داده های کدگذاری شده تصادفی کم قدرت امکان پذیر است.
1-مقدمه
ترکیب سه بعدی راه حل مطلوبی برای غلبه بر چالش هایی است که با محدوده قانون مور پدید می آیند. برای اتصال قطعات سیستم سه بعدی در تراشه، ردیف های رابط سیلیکانی معمولا به کار می روند چون میزان تاخیر در آنها کم است و اعتبار بالایی دارند. مطالعات قبلی نشان می دهند که تغییر از ترکیب 2 بعدی به 3 بعدی با استفاده از رابط های سیلیکانی امکان کاهش عمده تاخیر در مدار را فراهم می کند، اما اغلب موارد مصرف قدرت را افزایش می دهد.
مصرف قدرت سیستم به طور عمده تحت تاثیر رابط های سیلیکانی می باشد. در ردیف های رابط های سیلیکانی ظرفیت های خازنی دوتایی بزرگ اند که به خاطر ابعاد نسبتا بالا و زیرلایه هدایتی می باشد. لذا این اتصال های دوتایی مسئله عمده در طرحی مدارهای ترکیبی 3 بعدی به شمار می روند و در زمینه های علم و صنعت توجه زیادی به خود جلب نموده اند.
8- نتیجه گیری
این اثر رویکردی برای کاهش مصرف نیرو و قدرت رابط سیلیکانی با چیدمان هوشمند، آگاه به تاثیر فیزیکی، بیت به رابط سیلیکانی محلی مطرح می کند که از ویژگی های احتمالی بیت داده های انتقالی بهره می برد. تحلیل های مجموعه عمده جریان داده های ترکیبی و حقیقی اهمیت و کارایی رویکرد کم مصرف تاکید دارد که می تواند مصرف قدرت و نیرو رابط های سیلیکانی مدرن را تا 40% کاهش دهد، بدون اینکه هزینه های مازاد چشمگیر تحمیل کند.

Abstract

Through-silicon vias (TSVs) in 3D ICs show a significant power consumption, which can be reduced using coding techniques. This work presents an approach which reduces the TSV power consumption by a signal-aware bit assignment which includes inversions to exploit the MOS effect. The approach causes no overhead and results in a guaranteed reduction of the overall power consumption. An analysis of our technique shows a reduction in the TSV power consumption by up to 48 % for real correlated data streams (e.g. image sensor), and 11 % for low-power encoded random data streams.

1 Introduction

3D integration is a promising solution to overcome the challenges that arise with the limit of Moore’s law. To connect the dies of a 3D system on chip (3D SoC), through-silicon via (TSV) arrays are typically used as they yield to a short delay and a high reliability [1]. Previous work shows that shifting from 2D to 3D integration, employing TSVs, allows for a significant reduction in the circuit footprint and delay, but often increases the power consumption [2]. The system power consumption is significantly affected by TSVs as they suffer from capacitive coupling which additionally impairs the signal integrity [3]. In TSV arrays, the coupling capacitances are large due to the relatively large TSV dimensions and the conductive substrate [4]. Additionally, the high number of aggressors in 3D further increases the coupling. Thus, coupling is a critical design concern for 3D integrated circuits (3D ICs) and consequently caught the attention of academia and industry (e.g. [4–15]).

8 Conclusion

This work presents an approach to reduce the TSV power consumption by an intelligent, physical-effect-aware, local bit-to-TSV assignment, which exploits the stochastic bit properties of the transmitted data. Analyses for a large set of real and synthetic data streams underline the importance and efficiency of our low-power approach which is able to reduce the power consumption of modern TSVs by over 40 %, without inducing noticeable overhead costs..

عدم برگشت پذیری حرارتی در قابلیت هدایت ورقه های ژرمانیوم نیترید و اکسی نیترید

Thermally induced irreversibility in the conductivity of germanium nitride and oxynitride films

Abstract

We report the evidence for irreversible changes in the conductivity, σ T( ), of a-Ge3Nx (3.7 4. < <x 6) and quasistoichiometric a-Ge2OyNx thin films occurring at T ≳ 630 K, under high vacuum conditions. We have found that σ T( ) curves not only depend on the material properties but also on the thermal history undertaken by films. The irreversibility in σ T( ), during heating in vacuum, is correlated to the transformation of the native GeO2 into volatile GeO. Thermal annealing in N2 atmosphere, on the contrary, results to extend film stability up to 973 K. At higher T, domes and pits are formed onto the film surface, due to the strong effusion of N-rich volatile species. Unstable N-Ge bonds can explain both the nitrogen thermodynamic instability and the Ge nano-crystallisation process occurring in a-Ge3Nx films, upon heating until 1023 K. Compared to a-Ge3Nx, quasi-stoichiometric aGe2OyNx is both more insulating and more stable upon heating up to 1023 K under N2 flow, that makes it a suitable passivating layer material for the fabrication of electronic devices.

5. Conclusions

The effects of thermal treatments on the physical properties of germanium nitride and oxynitride films have been investigated in detail. This study has evidenced that the conductivity of a-Ge3Nx (3.7 4. < <x 6) and of quasi-stoichiometric a-Ge2OyNx thin films exhibits an irreversible change at T ≳ 630 K detected during measurement in high vacuum. Above this temperature, σ (T) exhibits an hysteresis, with features depending on the film composition and the annealing conditions. Irreversibility in σ (T) has been explained as the reduction of native GeO2 into volatile GeO, considering that the latter occurs in vacuum at a temperature close to the threshold of irreversibility detected in our films.

Analysis of film properties, thermally annealed in N2, has revealed an improved stability up to 973 K, with formation of domes and pits on film surface at higher T originated by the effusion of volatile N-based molecules from the film matrix. Ge nano-crystallisation has been detected in a-Ge3Nx films, upon TT in N2 around 1023 K.

The knowledge gained by the study of the irreversible process occurring in the investigated class of materials has allowed to identify the material and the deposition/process conditions to get an optimal passivating layer for the fabrication of several devices such as HPGe detectors. The best candidate to cover this role has been found to be a quasi-stoichiometric a-Ge2OyNx film of ≃130 nm of thickness.

Finally, we have demonstrated that σ (T), at least in this class of materials, is capable to monitor temperature dependent changes in the physical properties of a thin film, occurring during the measurement. This feature is generally prevented to other investigation techniques, either for practical reasons or for their intrinsic limits. In this respect, σ (T) results a powerful and straightforward tool to characterise the behaviour of dielectric layers.

مقالات انگلیسی و ترجمه های فارسی رایگان با فرمت PDF آماده دانلود رایگان میباشند

همچنین ترجمه مقاله با فرمت ورد نیز قابل خریداری و دانلود میباشد

مقاله انگلیسی رایگان (PDF)

ترجمه فارسی رایگان (PDF)

خرید ترجمه با فرمت ورد

فهرست مقاله:

چکیده

I. مقدمه

II ساخت دستگاه

III بحث و نتیجه گیری

بخشی از ترجمه فارسی مقاله:

1. مقدمه
ادغام ارتباطات وایرلس(بی سیم) در الکترونیک های منعطف نیاز به ترانزیستورهای متاثر از میدان (FETs) دارد که هر دو فرکانس قطع واحد قدرت بهره برداری، fmax ، در محدوده ی فرکانسی گیگاهرتز نشان می دهند و می توانند در برابر سطوح بالایی از فشار مقاوت کنند. در حالی که بالاترین عملکرد الکترونیکی
برای فرکانس رادیویی انعطاف پذیر FET (RF-FET) در لایه های نازک نیمه هادی های Si و III-V روکش شده بر روی بسترهای پلیمری به دست آمده است ، انعطاف پذیری مکانیکی ضعیف ، محدودیت های فشار را در این دستگاه ها معمولاً به زیر ~0.25٪ [1]، [2]، با پیش فشاری در نتیجه ی بهبود جزئی محدودیت های فشار در تنش بالا تا 1.08٪ [3]. محدود کرده است.
در مقابل، گرافن یک نامزد ایده آل برای استفاده در RF-FET های انعطاف پذیر است زیرا آن هم خواص الکترونیکی استثنایی و هم ( تحرک دمایی بیش از 10000 cm2V-1S-1 و سرعت اشباع 1-5 ×107 cms-1) عملکرد اشباع بالا (محدودیت های فشار بالا تا %25) را نشان می دهد. بعلاوه سطحی با فیلم های گرافنی می تواند در فرایندهای مقیاس پذیر با استفاده از ته نشست بخار شیمیایی که خواص مکانیکی و الکترونیکی معادل را برای کریستال های گرافنی طبیعی نشان می دهد تولید شود. در حقیقت، RF-FETsهای انعطاف پذیر از گرافن CVD ساخته شده ا ند که fmax بالایی تا %8 با محدودیت های فشار %1.75 را نشان می دهد. محدودیت های کرنش (فشار) در GFETs منعطف با fmax=2.1 GHz بدست آورده شده اند.
در حالی که RF-FETs های گرافنی، عملکرد مکانیکی بهبود یافته ایی را نسبت با انهایی که از نیمه هادی های Si و III-V ساخته شده اند نشان می دهند، عملکرد الکترونیکی در محدوده ی گیگاهرتز پایین باقی می ماند. RF-FETs گرافنی منعطف با مقیاس گذاری طول کانال پایین 500 nm ساخته شده اند که پتانسیلی را برای بهبود fmax برای سطح رقابتی با نیمه هادی های سنتی توسط مقیاس گذاری طول کانال میسر می سازند. در این کار، ما RF-FETs منعطف را با گرافن CVD بعنوان مواد کانال فعال با طول کانال 260 nm ساختیم. دستگاه ها، fmax خارجی بالا تا 7.6 GHz با محدودیت های فشار بالا تا %2 را نشان دادند. این کار نه تنها، بالاترین عملکرد RF خارجی گزارش شده برای GFETs منعطف تا به امروز فراهم می کند، بلکه یک محدودیت کرنش ، مقداری بالاتر از فیلم های نازک InAs، فن اوری RF-FET منعطف با بهترین fmaxرقابتی را نشان می هد.

بخشی از مقاله انگلیسی:

I. INTRODUCTION

The desire to integrate wireless communications into flexible electronics requires field-effect transistors (FETs) which both demonstrate unity-power-gain cut-off frequencies, fmax, in the gigahertz frequency range and can withstand high levels of strain. While the highest electronic performance for flexible radio-frequency FETs (RF-FETs) have been achieved in thin films of Si and III-V semiconductors laminated on polymer substrates, poor mechanical flexibility has restricted strain limits in these devices typically to below ∼0.25% [1], [2], with pre-straining resulting in slightly improved strain limits in tension up to 1.08% [3]. In contrast, graphene is an ideal candidate for use in flexible RF-FETs, because it offers both exceptional electronic properties (room temperature mobility in excess of 10,000 cm2 V−1 s−1 and saturation velocity of 1-5 x107 cm s−1), as well as outstanding mechanical performance (strain limits up to 25%) [4], [5]. Furthermore, largearea films of graphene can be produced in commercially scalable processes by chemical vapor deposition (CVD) [6], which demonstrate equivalent electronic and mechanical properties to pristine graphene crystals [7], [8]. Indeed, flexible RF-FETs have been fabricated from CVD graphene which demonstrated fmax up to 3.7 GHz with strain limits up to 1.75% [9]. Strain limits up to 8% have been achieved in flexible GFETs with fmax = 2.1 GHz [10]. While graphene RF-FETs have demonstrated improved mechanical performance over those fabricated from Si and III-V semiconductors, electronic performance has remained in the low gigahertz frequency range. However, flexible graphene RF-FETs have only been fabricated with modestly scaled channel lengths down to 500 nm [9], [10], allowing for the potential to improve fmax to a level competitive with traditional semiconductors by channel length scaling [4]. In this work, we fabricate flexible RF-FETs with CVD graphene as the active channel material with a 260-nm channel length. The devices demonstrate extrinsic fmax up to 7.6 GHz, with strain limits up to 2%. This work not only achieves the highest extrinsic RF performance reported for flexible GFETs to date, but also demonstrates a strain limit an order of magnitude higher than in thin films of InAs, the flexible RF-FET technology with best competing fmax [2].

مقاله انگلیسی رایگان

ترجمه فارسی رایگان 

فهرست مقاله:

2 ممریستور مقاومتی(غیر هادی)
3 ممریستور پلیمری
4 ممریستور فروالکتریک
5 ممریستور مغناطیسی
6 ممريستور دیودی تونل زنی- رزونانس
7 ممريستور اسپينترونيك

بخشی از ترجمه فارسی مقاله:

2 ممریستور مقاومتی(غیر هادی)
قبل از ظهور ممریستور مقاومتی(غیر هادی)، مواد مقاومتی(غیر هادی) به طور گسترده در حافظه های با دسترسی تصادفی مقاومتی(غیر هادی) (ReRAM) استفاده شده بودند [25-27]. عملکرد ذخیره سازی( حافظه ای) ReRAM با یک رفتار فیزیکی ذاتی مشاهده شده در ReRAM یعنی سوئیچینگ مقاومتی(غیر هادی) محقق می شود. به دلیل سوئیچینگ مقاومتی(غیر هادی)، مواد مقاومتی(غیر هادی) می توانند بین یک حالت مقاومت بالا (HRS) و یک حالت مقاومت پائین (LRS) تحت یک یک محرک الکتریکی خارجی سوئیچ شوند. فرآیند سوئیچینگ از HRS به LRS و ولتاژ سوئیچینگ متناظر معمولا فرایند SET و Vset نامیده می شود، در حالی که فرآیند گذار از حالتLRS به HRS و ولتاژ سوئیچینگ مورد نیاز فرآیند به ترتیب باRESET و Vreset نشان داده می شوند. ذکر این نکته نیز مفید است که در بیشتر موارد، در طی فرآیند SETجریان ناشی از محرک خارجی به یک ناحیه محلی با رسانایی بالا محدود می شود، در حالی که در طی فرآیند RESETاین جریان به طور یکنواخت از ReRAM عبور می کند [28]. این نکته هم باید گفته شود که در مواد مقاومتی(غیر هادی) برق فشار قوی، مانند برخی اکسیدهای فلزات واسطه، معمولا دو مود سوئیچینگ وجود دارد؛ یعنی سوئیچینگ تک قطبی و سوئیچینگ دو قطبی، همان طور که در شکل 3 نشان داده شده است.
سوئیچینگ تک قطبی امکان یک فرایند سوییچینگی را می دهد که مستقل از مستقل از پلاریته ولتاژ/جریان است بنابراین، فرآیند SET و RESET با پلاریته سیگنال مشابه حاصل می شود. با این وجود، مود سوئیچینگ دوقطبی منجر به پلاریته سیگنال مخالف بین فرآیند SET و RESET می شود. مقایسه بین شکل 2 و 3، به طور واضح نشان می دهد که مواد مقاومتی(غیر هادی) زمانی که در مود دوقطبی عمل می کنند یک منحنی I-V مشابه با منحنی ممریستور تئوری فراهم می کنند. به همین دلیل، تلاش های تحقیقاتی قابل توجهی اخیرا به توسعه ممریستورها مبتنی بر مواد مقاومتی(غیر هادی) مانند TiO2 [9و11و29]، ZnO و TaOx [31و32]، اختصاص یافته اند که منجر به پیدایش برخی از نمونه های ممریستوراولیه مبتنی بر مواد مقاومتی(غیر هادی) شده است.
ساختار ممریستور مبتنی بر مواد مقاومتی(غیر هادی) معمولا شامل یک عایق محصورشده با دوفلزاست ، که موسوم به MIM نیز می باشد، و در شکل 4 نشان داده شده است.
با تغییر دامنه و پلاریته سیگنال اعمال شده به فلزات (در اینجا یعنی الکترودها)، عایق محصورشده می تواند بین حالت ON و OFFجابجا شود به نحوی که عملکرد ممریستوری را محقق نماید. اگرچه چنین پدیده گذار مقاومتی(غیر هادی) به مدت چندین سال است که کشف شده است، مکانیزم فیزیکی مرتبط با آن هنوز به طور مناسبی درک نشده است. امروزه، اثر سوئیچینگ مقاومتی(غیر هادی) القاشده پالس الکتریکی (EPRI) عمومی ترین مکانیزم پذیرفته شده است. جذاب ترین ویژگی EPRI مربوط به وابستگی قوی آن به جهت میدان می باشد، که نشان دهنده این است که مقاومت سیستم می تواند با پالس ولتاژ یا جریان به کار رفته برای تولید پسماند I-Vجابجا شود که عملکرد حافظه مقاومتیرا تغذیه می نماید.
اگرچه راز پنهان در EPRI همچنان کشف نشده است، اتفاق نظر در این رابطه وجود دارد که اثر EPRI موجب تشکیل و پارگی یک رشته رسانا (CF) داخل ماده مقاومتی(غیر هادی) خواهد شد [33]. اثر ترموشیمیایی به عنوان یکی از موجه ترین دلایل برای فرضیه CF تلقی شده است [34-36]. مکانیزم ترموشیمیایی فرض می کند که تعداد زیادی از یون های O2- اطراف الکترود جمع می شود، بنابراین منجر به شکل گیری حفرههایاکسیژن می شود. با اعمال یک بایاس منفی به الکترود بالایی، یون های O2از الکترود بالایی رانده می شوند در حالی که حفره های اکسیژنی به سمت آن جذب می شوند. در این حالت، ناخالصی های حفره ای می توانند در میدان الکتریکی از مطلوب ترین مسیرهای نفوذ مانند مرزدانه ها رانده شوند تا یک مسیر رشته ای-مانند با رسانایی الکتریکی بالا را شکل دهند [37]. یکبار که CFها شکل گرفتند، شریان جریان که می توانست بر روی رشته های منتجه متمرکز شود می تواند به واسطه حرارت محلی ناشی از جریان شریان یافته متمرکز، موجب یک رشد سریع این رشته ها شود که متناظر با فرآبند SET است. فرآیند RESET فرض می شود که با پارگی حرارتی رشته ها براساس حرارت تولید شده در حضور یک جریان عبوری بزرگ محقق می شود.

بر عکس اثر ترموشیمایی، تعبیر دیگر مربوط به رویداد CFبه حرکت یون های اکسیژن می باشد که معمولا نزدیک عیوب (نواقص) شبکه های کریستالی مثل حفره های اکسیژنی و مرز دانه ها ظاهر می شود [28و38و39]. همان طور که در شکل 5الف نشان داده شده است، اعمال یک بایاس مثبت به الکترود بالایی می تواند موجب رانده شدن یون های اکسیژنی به سمت الکترود بالایی شود که در نتیجه یون های اکسیژنی در آنجا تجمع خواهند داشت.این حرکت یونی می تواند موجب ایجاد حفره های کاتیونی فراوانی شود، همان طور که در شکل 5ب نشان داده شده است. از آنجا که حفره های کاتیونی که می توانند یک سطح پذیرش نزدیک باند ظرفیت ایجاد کنند، منبع حامل های حفره ای در نیمه هادی ها هستند، ممکن خواهد بود تا این حفره های کاتیونی به تازگی ایجاد شده به هسته نیمه هادی CFها منتقل شود. در نتیجه این هسته ها باکمک میدان الکتریکی رشد خواهند داشت تا یک CF توسعه دهنده کل ضخامت متوسط ذخیره سازی را تشکیل دهند (شکل 5ج)، و در نهایت سلول حافظه می تواند به LRS برسد. به دلیل این حقیقت که CF واقعا از یک آند به کاتد رشد پیدا می کند، نازک ترین ناحیه CFانتظار می رود که نزدیکی کاتد جای داشته باشد [28]. به عنوان یک نتیجه، حرارت ژولی بیشتری در بخش نازک تر CF جمع خواهد شد زمانی که الکترود بالایی به صورت منفی بایاس شود. تحت این شرایط، یون های اکسیژن در نازک ترین بخش CF به طور شدید به سمت الکترود پائینی شتاب می گیرد و سپس در واسط الکترودی ذخیره سازی میانی/زیرین یا در مرزدانه الکترود زیرین به دام می افتد. این حرکت می تواند تمرکز حفره های کاتیونی در نازک ترین بخش CF را تخریب نماید و بنابراین منجر به پارگی CF گردد، همان طور که در شکل 5د نشان داده شده است. سلول حافظه متعاقبا به حالت HRS سوئیچ خواهد شد.

بخشی از مقاله انگلیسی:

2 Resistive memristor

Before the advent of the resistive memristor, resistive materials have already been widely utilized in the resistive random access memories (ReRAM) [25–27]. The storage function of ReRAM is realised by an intrinsic physical behaviour observed in ReRAM, namely resistive switching. Because of the resistive switching, the resistive material can be switched between a high resistance state (HRS) and a low resistance state (LRS) under an external electrical stimuli. The switching process from HRS to LRS and the corresponding switching voltage are usually named ‘SET’ process and VSET, while the process from LRS to HRS and the required switching voltage are represented by ‘RESET’ process and VRESET. It is instructive to mention that in most cases, the current stemming from the external stimuli is restricted to a local region with high conductance during ‘SET’ process, whereas it flows uniformly through ReRAM during ‘RESET’ process [28]. It should be also noted that in bistable resistive materials, like some transition metal oxides, there are usually two switching modes, i.e., unipolar switching and bipolar switching, as shown in Fig. 3. Unipolar switching allows for a switching process that is independent of the voltage/current polarity. Therefore, the ‘SET’ process and the ‘RESET’ process is achieved with the same signal polarity. However, the bipolar switching mode gives rise to an opposite signal polarity between the ‘SET’ process and the ‘RESET’ process. The comparison between Figs. 2, 3 clearly shows that the resistive material when operated in the bipolar switching mode exhibits an analogous I–V curve to that of the theoretical memristor. As a consequence, considerable research efforts have been recently dedicated to the development of the memristor using resistive materials such as TiO2 [9, 11, 29], ZnO [30], and TaOx [31, 32], thus triggering a presence of some resistive materials-based memristor prototypes. The architecture of the memristor using resistive materials usually consists of an insulator sandwiched by two metals, also known as MIM structure, as illustrated in Fig. 4. By changing the magnitude and the polarity of the signal applied to the metals (i.e., electrodes here), the sandwiched insulator can be toggled between the ‘ON’ state and the ‘OFF’ state so as to realise the memristive function. Although such a resistance transition phenomenon has been found for many years, the correlated physical mechanism is still not well understood. Today, the electric pulse induced resistance switching (EPIR) effect is the most generally accepted mechanism. The most appealing trait of EPIR arises from its strong field-direction dependence, indicating that the resistance of the system can be toggled by theapplied voltage or current pulses to generate the I–V hysteresis that supplies the function of the resistance memory. Although the secret behind EPIR is still uncovered, the consensus is that the EPIR effect will cause the formation and rupture of a conductive filament (CF) inside the resistive materials [33]. Thermochemical effect has been regarded as one of the most plausible explanations for the CF hypothesis [34–36]. The thermochemical mechanism assumes a large number of O2- ions accumulated around the electrode, thus leading to a formation of oxygen vacancies. With an application of a negative bias to the top electrode, the O2- ions are pushed away from the top electrode, while the oxygen vacancies are attracted towards the top electrode. In this case, the vacancy dopants would drift in the electric field through the most favourable diffusion paths, such as grain boundaries, to form a filamentlike path with a high electrical conductivity [37]. Once the CFs are formed, the current flow that would concentrate on the resulting filaments can trigger a fast growth of these filaments due to the local heating by the concentrated current flow, which corresponds to a ‘SET’ process. The ‘RESET’ process, is postulated to be realized by the thermal rupture of the filaments according to the heat produced in the presence of a large current flow. In contrast to the thermochemical effect, another interpretation ascribed the occurring of the CF to the motion of the oxygen ions that usually appear near crystal defects such as oxygen vacancies and grain boundaries [28, 38, 39]. As shown in Fig. 5a, applying a positive bias to the top electrode would drive the oxygen ions towards the top electrode where the oxygen ions will thereby accumulate. This migration would produce abundant cation vacancies therein Fig. 5b. As the cation vacancies that can create an acceptor level near the valence band are the source of the hole carriers in semiconductors, it is possible for these newly created cation vacancies to be transformed into the nuclei of semiconducting CFs. Subsequently these nuclei will grow with the assist of the electric field to form a CF extending through the whole thickness of the storage medium (Fig. 5c), and finally the memory cell would reach the LRS. Due to the fact that the CF actually grows from anode to cathode, the thinnest region of the CF is regarded to be located near the cathode [28]. As a result, more Joule heating will be accumulated at the thinnest part of the CF when negatively biasing the top electrode. Under this circumstance, the oxygen ions at the thinnest part of the CF will be aggressively accelerated towards the bottom electrode and then be trapped at the storage medium/bottom electrode interface or the grain boundaries of the bottom electrode. This motion would destroy the concentration of the cation vacancies in the thinnest part of the CF, thus resulting in the rupture of the CF, as shown in Fig. 5d. The memory cell will consequently be switched into the HRS.

مبتدی (مناسب برای درک مفهوم کلی مطلب) 

2. بررسی مکانیسم‌های نشت در فن‌آوری‌های مقیاس‌پذیر
در فن‌آوری CMOS با مقیاس نانو، شش مکانیسم نشت برای کمک به کل تلفات توان استاتیک شناسایی شده است [15]، همان‌طور که در شکل 2 نشان داده شده است. درحال‌حاضر شش مکانیزم نشت به شرح زیر است (برای N-MOS نشان داده شده است):
معکوس جریان بایاس اتصال و تونل زنی باند به باند (I_1): تخلیه/ جریان بایاس معکوس منبع متصل به PN در هر دو حالت روشن و خاموش رخ می‌دهد. وقتی پایانه‌های ترانزیستور در ولتاژهای بالا قرار گیرند، دیودهای پارازیتی به‌شدت به حالت معکوس بایاس شده و در نتیجه منجر به ایجاد یک جریان اتصال بایاس معکوس مدل شده در BSIM4 [4] به شرح زیر می‌گردد: من که در آن μ_0 تحرک بایاس صفر است، C_ox خازن اکسید گیت است در واحد سطح، W عرض دستگاه،L_eff طول موثر ترانزیستور و V_therm ولتاژ حرارتی [21] است. تونل‌زنی باند به باند (BTBT) با توجه به تخلیه دیود رخ می‌دهد، BTBT عمیقا در ناحیه بین تخلیه اکسید گیت و محل اتصال تخلیه جای می‌گیرد. اگر برق موجود به‌اندازه کافی بزرگ باشد فاصله تونل‌زنی از انتقال ظرفیت نوار تخلیه / بستر دیود تجاوز می‌کند، بنابراین یک جریان از منطقه همپوشانی تخلیه گیت به بستر جریان می‌یابد. BTBT به‌دلیل کاهش عرض تخلیه اتصال در حال افزایش است، و به شرح زیر محاسبه می‌شود [22]:

تونل‌زنی از طریق و به گیت اکسید (I_3): تونل‌زنی الکتریکی از طریق و به گیت اکسید رخ می‌دهد هنگامی که برق بالا با ضخامت اکسید کم ترکیب می‌شود (در نمونه 45 نانومتر فن‌آوری، t_ox=1.4 nm)، بنابراین جریان قابل‌ملاحظه‌ای به/ از ترمینال گیت عبور می‌کند. در گره تکنولوژی 65 نانومتر و یا بالاتر، تاثیر آن نسبتا کوچک است، اما با طول کانال 45 نانومتر و پایین‌تر، اثر آن شدیدتر می‌شود و حتی ممکن است از جریان‌های زیرآستانه پیش بیافتد. در درجه اول مکانیسم می‎تواند به Fowler-Nordheim و تونل‌زنی مستقیم تقسیم شود [15،18].
تزریق حامل گرم از بستر به اکسید گیت (I_4): داغ تزریق حامل از بستر به گیت با توجه به میدان‌های الکتریکی بالا در منطقه همپوشانی گیت تخلیه جدا از جریان GIDL اتفاق می‌افتد. در میدان‌های الکتریکی بالا، الکترون‌ها به‌اندازه کافی پرانرژی هستند به‌عنوان مثال، برای غلبه بر ارتفاع مانع از اکسید و عبور از گیت به‌اندازه کافی گرم هستند. تزریق حامل داغ می‌تواند در هر دو حالت روشن و خاموش رخ دهد.

گیت ناشی از نشت تخلیه (GIDL) (I_5 ): مقیاس‌پذیری در ضخامت اکسید در میدانهای الکتریکی بالا در منطقه اکسید گیت حتی با ولتاژ کوچک به کار برده شده در نزدیکی محل اتصال تخلیه نتیجه می‌شود [20،16،24]. با میدان الکتریکی به‌اندازه کافی بالا، یک جفت الکترون-حفره می‌تواند در منطقه همپوشانی تخلیه گیت تولید شده و درحالی‌که اکثریت حامل در منطقه تخلیه شدت ترکیب می‌شود، اقلیت حامل در بستر تولید یک جریان GIDL قرار گیرند. GIDL در حالت خاموش رخ می‌دهد.
از طریق Punch (I_6): درحال‌حاضر این روش نزدیکی فیزیکی از منبع و خروجی در مقیاس‌پذیری CMOS است [19]. هنگامی‌که مناطق تخلیه / بستر (اتصال p-n) و منبع / بستر (اتصال p-n) به یکدیگر می‌رسند به‌عنوان نتیجه یک مسیر بین آنها برقرار می‌شود و در نتیجه Punch از طریق جریان جاری و در خارج از حالت رخ می‌دهد.
در مدارات دیجیتال زیر 65 نانومتر گره تکنولوژی، اتصال جریان معکوس بایاس (I_1)، جریان‌های زیرآستانه (I_2) و نشت گیت (I_3) منابع غالب نشت [11] و تمرکز برآورد/ تکنیک‌های کاهش هستند. این منابع نشتی برای برآورد جداگانه هر مورد رفتار متفاوتی دارند که بسیار مهم هستند. در تجزیه‌وتحلیل ما، جریان GIDL و جریان از طریق Punch به‌عنوان جریان‌های زیرآستانه درنظر گرفته می‌شوند. جریان گیت به دلیل تزریق حامل داغ بیش از نشت گیت کمک کرده است.
شکل. 3 جریان اجزای عمده نشت زیرآستانه، گیت و نشت بدنه در ترانزیستور NMOS بسته به حالت‌های ورودی (NMOS در NMOS off) را نشان می‌دهد:
هنگامی که NMOS خاموش است و پایانه‌های زهکشی و منبع در ولتاژهای متفاوت پشتیبانی می‌شوند:
نشت زیرآستانه، از تخلیه به ترمینال منبع.
گیت نشت، از تخلیه به ترمینال گیت.
نشت بدنه، از تخلیه به ترمینال بستر.
هنگامی که NMOS روشن است و پایانه‌های زهکشی و منبع در ولتاژ یکسانی قرار دارند:
نشت گیت، از گیت به پایانه تخلیه و منبع جریان می‌یابد.
نشت بدنه، از گیت به ترمینال جریان می‌یابد.

3. مدل محاسبه نشت
تمام خصوصیات براساس تحلیل انجام شده‌ی ما در سطح SPICE با استفاده از مدل کانال کوتاه IGFET (BSIM) [4] با 45 نانومتر، 32 نانومتر و 22 نانومتر فلز گیت CMOS بر اساس پارامترهای مدل فن‌آوری پیش‌بینی (PTM) [12] است. شبیه‌ساز SPICE استفاده شده در تحلیل ما NGSPICE است [6،14].
روش برآورد سطح منطق نشت [1] که در تحلیل ما مورد استفاده قرار گرفته است متکی بر اجرای دو بسته VHDL است:
• Single_MOS_leakage.vhd : این بسته شامل آرایه‎های داده‎ای از همه جریان‌های نشتی از چهار MOS تکی (NMOS-on،NMOS-off،PMOS-onوPMOS-off) به شکل ماتریس است.
• Single_cell_voltage_leakage.vhd : در این بسته، آرایه‌های داده‌ای شامل تمام ولتاژهای گره داخلی (مورد نیاز برای ارزیابی به درستی نشت) به شکل ماتریس در دسترس هستند.
هدف از خصوصیات تک MOS برای چاپ مقادیر در تخلیه، گیت، منبع و بستر پایانه برای هر تنوعی در عرض (W) از 1 تا 8 برابر حداقل مقادیر، هر تنوعی در ولتاژ از 0 ولت تا 1.2 ولت با 0.05 ولت گام، در دمای 30 درجه و 100 درجه است. بنابراین همه‌ی استخراج‌های جریان نشت، اشاره به مضرب حداقل عرض کانال دارند که در بسته Single_MOS_leakage.vhd به شکل ماتریس ذخیره شده است. بنابراین 24 ماتریس ایجاد شده است، هر ماتریس حاوی 48 سطر، 24 سطر اول برای 30 درجه و 24 ردیف بعدی برای 100 درجه حرارت است. همه نتایج ارائه شده در زیر به 30 درجه اشاره دارد.

مبتدی (مناسب برای درک مفهوم کلی مطلب)

F1863

تاثیر غلظت دوپینگ
ما مورد DG JL FET با L = 30 نانومتر، W = 10 نانومتر، tb = 10 نانومتر را در نظر می گیریم. با غلظت های دوپینگ مختلف نانوسیم، , , مشخصات حالت-روشن آنها را مقایسه می کنیم، همانطور که در شکل 4(a) نشان داده شده است. می توانیم مشاهده کنیم که VT با اضافه نمودن غلظت دوپینگ کانال کاهش می یابد. غلظت دوپینگ بالاتر باعث غلظت الکترون عالی در منطقه بدنه برای همان VGS می شود. به عبارت دیگر، برای مورد دوپینگ بالاتر، حامل های اصلی در کانال حاضر خواهند بود و تهی ساختن کامل منطقه بدنه سخت تر را مشکل تر می سازد. هنگامی که غلظت دوپینگ برای تخلیه کامل, بیش از حد بالا است، در جهت تحقق عدم حرکت الکترون ها در کانال, نیاز به یک ولتاژ منفی داریم. VT دستگاه در این زمان منفی است. ما تفاوت های بین VT ولتاژ آستانه را به ترتیب با غلظت های مختلف دوپینگ بدنه ماسفت های DG JL محاسبه می نماییم و منحنی نشان داده شده در شکل 4 (b) را ترسیم می کنیم. به وضوح می توانیم تغییر در ولتاژ آستانه را با غلظت کانال دوپینگ مشاهده نماییم. از آنجا که FETهای JL از حامل های اکثریت برای روشن شدن استفاده می کنند، هرقدر غلظت دوپینگ دستگاه بیشتر باشد، حامل های اکثریت که کانال خواهد داشت, بیشتر خواهد بود و VGS که ما برای رسانایی دستگاه نیاز داریم, پایین تر خواهد بود. بنابراین، VT از FETهای JL با افزایش غلظت دوپینگ کاهش می یابد. در حالی که ماسفت های معمولی به جای آن از حامل های اقلیت استفاده می کند. غلظت بیشتر کانال دوپینگ باعث سخت تر شدن تشکیل لایه وارونگی می شود؛ VGS بالاتر برای روشن شدن دستگاه مورد نیاز است. بنابراین، ولتاژهای آستانه ماسفت های معمولی با افزایش غلظت کانال دوپینگ افزایش می یابد. شکل 4 (c) یک مقایسه بین FETهای JL و MOSFET معمولی با غلظت های دوپینگ متفاوت را نشان داده است. دو نوع ادوات دارای پارامترهای یکسان هستند که L = 50 نانومتر، W = 10 نانومتر، tb = 10 نانومتر ، و در نتیجه غلظت دوپینگ متفاوت به و برای انواع مختلف دوپینگ تنظیم می شود. شرایط مختلف تغییر ولتاژ آستانه با غلظت دوپینگ FET های JL و MOSFET های معمولی را می توان دید.

شکل. 4. (a) اثر غلظت دوپینگ در FET های DG JL. پارامترهای DG JL FET, L = 30 نانومتر، W = 10 نانومتر، tb = 10 نانومتر هستند. تغییر غلظت دوپینگ نانوسیم به ترتیب و , سپس مشخصات حالت-روشن برای VDS = 0.05 ولت را مقایسه کنید. VT با اضافه نمودن غلظت دوپینگ کانال کاهش می یابد. هنگامی که غلظت دوپینگ بیش از یک مقدار مشخص می شود، VT دستگاه, منفی است. تغییر VT در غلظت دوپینگ کمتر آشکار نیست. (b) منحنی. طول کانال- DG JL FET. محاسبه اختلاف بین ولتاژ آستانه با ND D 1 1017 cm?3 و ولتاژ آستانه با ND D 1 1017 برای ماسفت های DG JL. (c) تغییرات VT با غلظت دوپینگ FET های DG JL و MOSFET سنتی DG. پارامترهای هر دو ادوات L = 30 نانومتر، W = 10 نانومتر، tb = 10 نانومتر هستند. ND و NA را به و تغییر دهید. JL FET VT با افزایش غلظت دوپینگ نانوسیم JL FET کاهش می یابد, در حالیکه VT ماسفت سنتی افزایش می یابد.

2.4. تاثیر ضخامت بدنه
پارامترهای JL FET DG را به صورت L = 20 نانومتر، W = 10 نانومتر، و تغییرات ضخامت بدنه از 5 تا 20 نانومتر تنظیم نمایید. شکل 5 (a), مقایسه نتایج شبیه سازی را ترسیم می نماید. با توجه به هر یک از دستگاه های دارای طول و عرض کانال یکسان، منطقه کنترل گیت, تغییر نمی کند. هنگامی که ضخامت بدنه متفاوت است، مقدار حامل های اکثریت کنترل شده توسط گیت نیز متفاوت است. تحت همان بایاس گیت پایین در منطقه زیرآستانه، هرقدر حامل های اکثریت ادوات بیشتر باشد، تشکیل منطقه بدنه تخلیه شده سخت تر است. از این رو ولتاژ آستانه با افزایش ضخامت بدنه کاهش می یابد. SSهای چهار دستگاه بالا, به ترتیب 63، 72، 94، و 128 میلی ولت / dec، می باشند. SS به تدریج با افزایش ضخامت بدنه افزایش می یابد. به عبارت دیگر، با کاهش ضخامت بدنه، سرعت سوئیچینگ حالت خاموش به حالت باز مورد بدون پیوند به تدریج افزایش می یابد و توانایی کنترل بایاس گیت نیز افزایش می یابد.
برای DG JL FET که پارامترهای آن, L = 20 نانومتر، W = 10 نانومتر، tb = 20 نانومتر و هستند، نسبت ضخامت بدنه آن به طول کانال برابر با 1 است. شکل 5 (b), مقایسه سه FET DG JL با را نشان می دهد اما L= 10 نانومتر، 15 نانومتر و 20 نانومتر متفاوت. سه منحنی خیلی مشابه هستند.

شکل. 5. (a) اثر ضخامت بدنه برای FET های DG JL. ضخامت بدنه DG JL FET را که پارامترهای آن L = 30 نانومتر، W = 10 نانومتر، به 5، 10، 15 و 20 نانومتر است تنظیم نمایید. VT با با اضافه نمودن tb کاهش می یابد. SSهای چهار دستگاه بالا, به ترتیب 63، 72، 94، و 128 میلی ولت / dec، می باشند. SS به تدریج با افزایش ضخامت بدنه افزایش می یابد. (b) مقایسه مشخصات حالت-روشن FETهای JL با طول کانال های مختلف تحت شرایط مشابه از نسبت ضخامت بدنه به طول کانال. برای دو FET های DG JL با L = 10 نانومتر، L = 15 نانومتر و L = 20 نانومتر، هنگامی که است, ولتاژ آستانه آنها خیلی مشابه است.

2.5. توزیعات غلظت الکترون و پتانسیل الکترواستاتیک در جهت کانال با tb های مختلف
پارامترهای DG JL FET ها را به صورت L= 20 نانومتر، W= 10 نانومتر ، و tb مختلف به ترتیب به صورت 10 نانومتر، 20 نانومتر و 40 نانومتر تنظیم نمایید. VGS و VDS از سه دستگاه را به صورت -0.2V و 0.5V تنظیم نمایید. توزیع غلظت الکترون و پتانسیل الکترواستاتیک با tb متفاوت در جهت کانال در نقطه 1 نانومتر دورتر از سطح بدنه سیلیکون در شکل 6 نشان داده شده است. اشکال 6 (a) و 6 (b), غلظت الکترون و پتانسیل الکترواستاتیک را گزارش می دهند. دیده می شود زمانی که ادوات بدون پیوند دارای طول کانال یکسان اما tbs مختلف هستند، در منطقه زیرآستانه، تحت همان بایاس ها، برای مثال و مورد tb ضخیم تر می تواند شامل حامل های اکثریت بیشتر در منطقه بدنه کانال باشد که تهی کردن منطقه کانال را برای بایاس گیت سخت تر می سازد. همانطور که در شکل (6) نشان داده شده است، غلظت الکترون سطح برای مورد tb بزرگتر نیز بالاتر است. به عبارت دیگر، پتانسیل سطح برای یک tb بزرگتر نیز باید بالاتر باشد که می توان آن را در شکل 6 (b) دید. بنابراین، برای ادوات تحت بایاس های یکسان، و با طول کانال مشابه, اما با tb متفاوت، می توان پیش بینی کرد که جریان زیرآستانه بیشتر برای مورد tb بزرگتر القا خواهد شد. این پیش بینی سازگار با نتایج شبیه سازی نشان داده شده در شکل 5 (a) است.

شکل. 6. توزیع غلظت الکترون و پتانسیل الکترواستاتیک در جهت کانال با tb متفاوت. پارامترهای FET JL را به صورت L= 20 نانومتر، W= 10 نانومتر، و tb متفاوت به صورت 10 نانومتر، 20 نانومتر و 40 نانومتر، تنظیم نمایید. (a) توزیع غلظت الکترون با tb متفاوت در جهت کانال در نقطه ای از 1 نانومتر به دور از سطح بدنه سیلیکون است. (b) توزیع پتانسیل الکترواستاتیک. غلظت الکترون و پتانسیل با افزایش tb افزایش می یابد.

2.6. توزیع غلظت الکترون میدان الکتریکی و پتانسیل الکتریکی در جهت عمود بر کانال
نگاهی به DG JL FET با همان پارامترها به صورت L = 20 نانومتر، W = 10 نانومتر، tb = 10 نانومتر و بیاندازید. VDS را برابر با 0.5 V تنظیم نمایید و ولتاژ گیت (-0.8, 0.4,0,0.4,0.8 ولت) تغییر دهید. شکل 7 (a)، 7 (b) و 7 (c) ، به ترتیب، مقایسه توزیع غلظت الکترون پتانسیل الکترواستاتیک و میدان الکتریکی در جهت عمود بر کانال در موقعیت های مختلف را گزارش می دهد. شکل 7 (d) بزرگنمایی جزئی میدان الکتریکی را نشان می دهد.

شکل. 7. توزیع غلظت الکترون, میدان الکتریکی و پتانسیل الکتریکی در جهت عمود بر کانال. VDS را برابر با 0.5 V تنظیم نمایید و ولتاژ گیت (-0.8, 0.4,0,0.4,0.8 ولت) تغییر دهید. (a) مقایسه توزیع غلظت الکترون در جهت عمود بر کانال در موقعیت های مختلف. (b) توزیع پتانسیل الکترواستاتیک. (c) توزیع میدان الکتریکی. (d) بزرگنمایی جزئی میدان الکتریکی.

هنگامی که ولتاژ گیت اعمال شده کمتر از یک مقدار مشخص باشد، نیروی الکتریکی قوی, تقریباً تمام لوله های الکترون ها را خارج از منطقه بدنه قرار می دهد؛ غلظت های الکترون در هر دو سطح بدنه و منطقه مرکزی بدنه بسیار کم و بسیار پایین تر از غلظت دوپینگ نانوسیم سیلیکونی است. این بدان معنی است که این منطقه کل بدنه را می توان تقریباً به طور کامل تهی شده در نظر گرفت. غلظت الکترون منطقه در سطح, پایین تر از منطقه مرکزی است چرا که توانایی کنترل VGS, در سطح منطقه بدنه با افزایش VGS بالاترین است؛ تهی سازی به تدریج حذف می شود, پس از اینکه VGS به مقدار باند مسطح می رسد. هنگامی که ولتاژ اعمال شده گیت به ولتاژ آستانه دستگاه می رسد، یک مقدار مشخصی از الکترون ها در منطقه کانال برای اتصال سورس و درین انباشته می شوند. این تغییرات همچنین باعث انحنای منحنی پتانسیل برای کاهش تدریجی به صفر می شوند, در حالی که هر دو منطقه سطح و مرکز به منطقه خنثی بازیابی می شوند. و زمانی که ولتاژ گیت بیشتر بالا می رود، پتانسیل کانال به طور مداوم افزایش می یابد و الکترونها در سطح منطقه بدنه تجمع می یابند. علاوه بر این، غلظت الکترونهای نزدیک منطقه سطح, بالاتر از غلظت الکترون ها در منطقه مرکزی است.

2.7. تاثیر ولتاژ درین
پارامترهای JL FET DG را به صورت L = 10 نانومتر، W = 10 نانومتر، tb = 10 نانومتر، . اشکال 8 (a) و 8 (b), نمودار مشخصات حالت-روشن در مقیاس های لگاریتم خطی از DG JL FET برای VDS متفاوت (0.2، 0.4، 0.6، 0.8، 1.0، 1.2 V) بود. دیده می شود که ولتاژ آستانه با افزایش VDS کاهش می یابد. شکل 8 (c) توزیع پتانسیل الکترواستاتیک در جهت کانال DG JL FET برای VDS اعم از 0.2 تا 1.2 V در پله های 0.2 V و VDS = 1.5 V در نقطه tb/2 را نشان می دهد. شکل 8 (d) توزیع پتانسیل الکترواستاتیک در جهت عمود بر کانال در نقطه L / 2 نشان می دهد. پتانسیل الکترواستاتیک با افزایش VDS در دو نمودار افزایش می یابد.
شبیه سازی SSهای DG JL FET بالا و DG IM FET با همان پارامترها برای شش مقدار VDS. شکل 8 (E) منحنی SS-VDS از دو دستگاه نشان می دهد. SSS از هر دو نوع از ادوات با افزایش VDS افزایش می دهد. با این حال، تاثیر SS از VDS از DG JL FET کوچکتر از DG IM FET است، به این معنی که FETهای JL در این جنبه با ثبات تر است.

بهم آمیختگی فولرین های BnNn: مسیر جدیدی برای تولید نانولوله های نیترید بور با قطر کوچک

Coalescence of BnNn fullerenes: A new pathway to produce boron nitride nanotubes with small diameter

1 Introduction

After its successful experimental realization [1], carbon nanotubes (CNTs) have stimulated tremendous interest in the extraordinary properties of nanotubular structures [2]. Recently, boron nitride nanotubes (BNNTs), which are structurally similar to CNTs, have attracted increasing attention [3–8]. BNNTs were theoretically predicted [9] in 1994 and successfully synthesized in 1995 [10]. Compared with metallic or semiconducting CNTs, BNNTs are all stable wide band gap semiconductors independent of their helicity and diameter, regardless of whether the nanotube is single-walled or multi-walled [8]. In addition, BNNTs possess high chemical stability, excellent mechanical properties, and high thermal conductivity [5]. Thus, BNNTs are expected to be a promising nanomaterial in a variety of potential fields such as nano-devices, functional composites, and electrically insulating substrates [5,11].

Nowadays, research on CNTs has become popular because many laboratories are capable of producing their own samples for various investigations. However, the progress of BNNT research is still limited by the availability of BNNT samples for widespread investigation of their properties and applications. The techniques known for BNNT growth, for example, arc-discharge [10], laser vaporization [12], BN substitution method from CNT templates [13], chemical vapor deposition (CVD) [14], and high-temperature ball milling [15], involve either specific instrumentation, high growth temperatures (>1300◦C), and/or dangerous chemistry. Recently, despite the low-temperature synthesis of BNNTs, such as plasma-enhanced pulsed-laser deposition (PE-PLD) [16], high-quality BNNT samples still remained difficult to produce. Furthermore, growing highly pure single-walled BNNTs remains a challenge, especially for small diameter BNNTs [7]. To date, a number of theoretical works have predicted the existence of BNNTs with small diameters (e.g., see Ref. [9]) and possibly possessing semiconducting properties with direct or indirect band gaps. However, there are few experimental reports on the synthesis of this kind of BNNT; only the zigzag (6, 0) BNNT with a small diameter of 5 Å has been reported [17]. This hinders new understanding of the properties of BNNTs and the promotion of research in the field.

مقالات انگلیسی و ترجمه های فارسی رایگان با فرمت PDF آماده دانلود رایگان میباشند

همچنین ترجمه مقاله با فرمت ورد نیز قابل خریداری و دانلود میباشد

مقاله انگلیسی رایگان (PDF)

ترجمه فارسی رایگان (PDF)

خرید ترجمه با فرمت ورد

فهرست مقاله:

چکیده
یادداشت های بیوگرافی: 
1. مقدمه 
2. سیستم های زیست پزشکی
2.1 مقدمه 
2.2. کاربردها 
2.3. پژوهش آینده
3. ساختار و طراحی op – amp موجود 
3.1 مقدمه 
3.2 طراحی op amp با استفاده از ولتاژ منبع پایین
4. ساختار op – amp پیشنهادی 
4.1. آینه های جریان 
5. نتایج شبیه سازی 
6 نتیجه گیری

بخشی از ترجمه فارسی مقاله:

1. مقدمه
اخیرا، یک تقاضای روبه افزایش برای مدارهای یکپارچه ی سیگنال مجتمع با نویز پایین و توان پایین، در سیستم های پزشکی قابل حمل وجود دارد. بنابراین، یک سطح بالایی از یکپارچگی سیستم برای مدیریت سیستم پتانسیل زیستی مورد نیاز است. معمول ترین پتانسیل های زیستی مشاهده شده که برای تشخیص پزشکی مورد استفاده قرار گرفته اند، به صورت غیر تهاجمی با الکترودهایی که روی سطح پوست قرار داده می-شوند پایش می شوند (Lee et al., 2006a, 2006b). این ها شامل الکتروکاردیوگرام (ECG) که فعالیت قلب را پایش می کند؛ الکترومیوگرام (EMG)، که سایر فعالیت های عضلانی در بدن را پایش می کند، و الکتروانسفالوگرام (EEG) که فعالیت الکتریکی در مغز را توسط پتانسیل های ضعیف روی پوست سر پایش می-کند، می باشند. چندین روش برای یکپارچه کردن تکنولوژی CMOS با استفاده از آنالوگ front end انجام شده اند. عموما، تراشه ی یکپارچه یک محصول نسبتا کم هزینه، اما با مصرف قدرت بالا برای سیگنال های ECG و EEG ارائه می کند. برای غلبه بر این مشکل، اجزا قابل برنامه ریزی با مبادله ی قابل تعدیل بین نویز و اتلاف قدرت در همان تراشه تعبیه شده است. از آنجایی که منبع نویز اصلی در حلقه ی ثبت سیگنال های زیست پزشکی در اولین مولفه یعنی پیش تقویت کننده، که ترکیبی از تقویت کننده های عملیاتی می باشد، مشاهده شده است، یک تقویت کننده ی عملیاتی قابل برنامه ریزی (op-amp) یک جزء کلیدی است (Van Helleputte et al., 2008).
Op-amp قابل برنامه ریزی بر اساس تکنولوژی مدار موجود در هوگرورست و هویجسینگ (1996) طراحی شده است. op-amps ارائه شده در برونسکووسکی و شرودر (2007) و میر اوف در هید و همکارانش (2007) از این تکنولوزی برای طراحی خودش استفاده کرده است و با استفاده از تکنولوژی CMOS 0.35 میکرومتر با یک ولتاژ منبع 3.3 ولتی اجرا شده است. آن سطح بزرگی را اشغال می کند و مصرف قدرت بالایی دارد. بنابراین، ولتاژ منبع op-amps قابل برنامه ریزی، در حدود 1 ولت حفظ می شود تا اتلاف قدرت کمتر را تضمین کند. اما، توپولوژی های مدار آنالوگ مرسوم، با این ولتاژ منبع کار نمی کند چون مقیاس اندازه ی دستگاه پایین آورده شده است، ولتاژ آستانه ی ترنزیستورهای MOS کاهش نیافته بود چون این می توانست منجر به افزایش جریان های نشتی شود. این مساله می تواند با استفاده از MOSFETS های متناوب مانند MOSFETs های دارای دریچه ی شناور، MOSFETS های تحریک شده و DTMOS تسکین داده شود. یک op-amp V1.2 در یک فرایند CMOS 0.35 میکرونی (Riiisanen-Ruotsalainen et al., 2000) با استفاده از ترنزیستورهای ورودی با دریچه ی شناور یکپارچه می شود تا محدوده ی ولتاژ حالت معمول ورودی op-amp را افزایش دهد اما به خاطر تقسیم خازنی، سیگنال ورودی ضعیف می شود که منجر به بهره ی ضعیف تر، محصول پهنای باند با بهره کمتر و خصوصیات نویز پایین تر می شود. در ترنزیستورهای تحریک شده ی بزرگ (Lasanen et al., 2000)، محدودیت های ولتاژ آستانه ناپدید می شود اما دستگاه ها مقدار هدایت عرضی پایین تر داشتند که به دلیل توان (ظرفیت الکتریکی) کنترل کمتر لایه ی تخلیه ، توان پارازیتی بزرگتر که فرکانس را پایین تر می آورد و ورودی بالاتر نویز ارسالی می باشد. طراحی op-amp بر اساس ترنزیستورهای ولتاژ آستانه ی داینامیک (DTMOS)، برای کاربردهای زیست پزشکی ولتاژ پایین و توان پایین ترجیح داده می شود (Achigui et al., 2003). بدنه و دریچه ی این ترنزیستور DTMOS در پتانسیل مشابه، دارای بایاس می شود. بنابراین، آن قادر به پردازش سیگنال های نوری با دامنه ی پایین می باشد و برای ساخت بخش گیرنده ی front end دستگاه فلوتومتری طیفی مادون قرمز نزدیک (NIRS) مورد استفاده قرار گرفته است. از طرف دیگر، op – amp به نویز لرزشی حساس می باشد (1/f)، که آن را در کاربردهای زیست پزشکی با فرکانس پایین بسیار مضر می سازد که به دلیل طیف قدرت و آفست ولتاژ آن می باشد. بنابراین، توانایی برنامه ریزی op amp باید به طوری بهره برداری شود که، اگر کاربردهای پزشکی مختلف در یک تراشه با هم ترکیب شده باشند، هم در حالت نویز پایین و هم در حالت توان پایین کار کند. یک کاربرد از این نوع از op amp در آنالوگ front end یک سیستم روی تراشه (SoC) برای دستیابی به سیگنال زیست پزشکی مورد استفاده قرار گرفته بود (Hafkemeyer et al., 2007). برای مثال، op amp در وضعیت نویز پایین برای ثبت های EEG حساس یا حالت قدرت پایین برای کاربردهای ECG متحرک برنامه ریزی می شود. برخلاف op ampsهای مرسوم، op amps های قابل برنامه ریزی مزیت وفق پذیری با خصوصیات سیستم را دارند.
در این مقاله، یک op amp قابل برنامه ریزی بهبود یافته که بر عیب op ampsهای مرسوم غلبه کرده بود، پیشنهاد شده است و با استفاده از تکنولوژی CMOS 130 نانومتری با ولتاژ منبع 1.2 ولتی اجرا شده است. بخش 2، عملیات پایه ی و اجرای طراحی ساختار op amp موجود را توصیف می کند. ساختار op ampهای بهبود یافته و طراحی آن ها در بخش 3 توصیف شده است. نتایج شبیه سازی در بخش 4 ارائه شده است و نتایج در بخش 5 ارائه شده اند.

بخشی از مقاله انگلیسی:

1 Introduction

Currently, there is an ever-growing demand for low-power and low-noise mixed signal integrated circuits, in portable medical systems. So, a high level of system integration is required to handle bio-potential system. The most commonly observed bio-potentials used for medical diagnoses are monitored non-invasively with electrodes placed on the surface of the skin (Lee et al., 2006a, 2006b). These include the Electrocardiogram (ECG), which monitors heart activity; the Electromyogram (EMG), which monitors other muscle activity in the body, and the Electroencephalolgram (EEG), which monitors electrical activity in the brain via weak potentials on the scalp. Several approaches are carried out to integrate analogue front-end using CMOS technology. Generally, the integrated chip offers a relatively low-cost product for both ECG and EEG signals, but with high-power consumption. To overcome this problem, programmable components with adjustable trade-off between noise and power dissipation are embedded in the same chip. Since the main noise source in the recording chain of bio-medical signals is found in the fi rst component, i.e., the preamplifi er, which consists of operational amplifi ers, a programmable operational amplifi er (op-amp) is a key component (Van Helleputte et al., 2008). Programmable op-amps are designed based on the circuit topology in Hogervorst and Huijsing (1996). The op-amps presented in Bronskowski and Schroeder (2007) and Meier auf der Heide et al. (2007) uses this topology for its design and is implemented using 0.35 µm CMOS technology with a supply voltage of 3.3 V. It occupies large area and has large power consumption. So, the supply voltage of programmable op-amps is kept around 1 V to ensure less power dissipation. But, conventional analogue circuit topologies will not work with this supply voltage because as the device sizes are scaled down, the threshold voltage of MOS transistors does not reduce, as this could cause increased leakage currents. This problem can be alleviated by using alternate MOSFETS like fl oating gate MOSFETs, bulk driven MOSFETs and DTMOS. A 1.2 V op-amp has been integrated in a 0.35 µm CMOS process (Riiisanen-Ruotsalainen et al., 2000) using fl oating-gate input transistors to increase the input common mode voltage range of the op-amp, but owing to the capacitive division, the input signal gets attenuated resulting in poor gain, less gain bandwidth product and inferior noise properties. In bulk driven transistors (Lasanen et al., 2000), the threshold voltage limitation disappears but the devices have lower transconductance value because of smaller control capacitance of the depletion layer, larger parasitic capacitance that lowers frequency and higher input referred noise. Op-amp design based on dynamic threshold voltage (DTMOS) transistors is preferred for low voltage, low power bio-medical applications (Achigui et al., 2003). The body and the gate of this DTMOS transistor are biased at the same potential. So, it is capable of processing ultra low-amplitude light signals and is used to build the front-end receiver part of a Near Infrared Spectrore Flectometry (NIRS) device. On the other hand, the op-amp is susceptible to fl icker noise (1/f), which makes it very harmful in low-frequency bio-medical applications because of its power spectrum and voltage offset. So, the programming ability of the op-amp should be exploited to work in both low-noise mode and low-power mode if different medical applications are combined in one chip. An application of this type of Op-amp is used in the analogue front-end of a System on Chip (SoC) for bio-medical signal acquisition (Hafkemeyer et al., 2007). For example, the op-amp is programmed in low-noise mode for sensitive EEG recordings or low-power mode for mobile ECG applications. In contrast to conventional op-amps, programmable op-amps have the advantage of being adaptable to system specifi cation. In this paper, an improved programmable op-amp, which overcomes the disadvantages of conventional op-amps, is proposed and implemented using 130 nm CMOS technology with 1.2 V supply voltage. Section 2 describes the basic operation and design implementation of the existing op-amp architecture. The improved op-amp’s architecture and its design are discussed in Section 3. Simulation results are provided in Section 4 and conclusions are presented in Section 5.