مبتدی (مناسب برای درک مفهوم کلی مطلب) 

به طور کلی تعداد ولتاژهای خروجی و تعداد کلیدهای نیمه هادی قدرت مورد استفاده در توپولوژی پیشنهادی به صورت زیر نشان داده شده است.
• تعداد کلیدهای مورد نیاز = 2n+4
• تعداد سطوح ولتاژ خروجی = 2(n+1)-1
جایی که n تعداد منابع ولتاژ DC مورد استفاده در AMLI پیشنهادی را نشان می دهد.

3. کار و حالت های عملیات
هر زمان سوئیچ SWa در واحد پایه هدایت شود، منبع ولتاژ DC در آن واحد پایه را به توپولوژی اضافه می کند و هر زمان که سوئیچ SWb آن را هدایت کند منبع ولتاژ DC را دور می زند. ما باید مطمئن شویم که SWa و SWb هر دو به طور همزمان انجام نمی شوند. با استفاده از سه واحد اصلی که منبع ولتاژ DC به ترتیب نسبت 1:2:4 دارند، می‌توان حداکثر ولتاژ پیک 7Vdc را در بار تولید کرد. پل H برای دریافت ولتاژهای مثبت و منفی جایگزین در بار استفاده می شود.
15 حالت عملکرد اینورتر پیشنهادی برای به دست آوردن 15 سطح ولتاژ مختلف وجود دارد که در شکل 3 تا شکل 17 در زیر نشان داده شده است. سوئیچ های مورد استفاده در توپولوژی MOSFET هستند زیرا MOSFET ها از نظر ساختار متقارن هستند و اجازه می دهند جریان در هر دو جهت جریان یابد، بنابراین می توانیم از بار RL نیز در جایی که جریان منفی دریافت می کنیم استفاده کنیم. با استفاده از MOSFET در این روش می توانیم اینورتر را در هر 4 ربع کار کنیم.

. تکنیک های PWM
تکنیک PWM تغییر سطح برای توپولوژی پیشنهادی مناسب است. سیگنال ‌های راه‌ اندازی یک AMLI پیشنهادی با استفاده از یک سیگنال کنترل مرجع موج سینوسی و چهارده سیگنال موج مثلثی حامل با فرکانس و دامنه برابر پیکربندی می‌شوند. سیگنال ها بر اساس مقایسه بین سیگنال های حامل مثلثی با جابجایی عمودی و سیگنال کنترل مرجع سینوسی تولید می شوند که در شکل 18 نشان داده شده است.
تکنیک‌های PWM که در بالا توضیح داده شد را می‌توان بر اساس سیگنال‌های موج حامل [10] به‌عنوان حالت فاز (PD)، حالت مخالف فاز جایگزین (APOD) و حالت مخالف فاز (POD) متمایز کرد. اینورترهای چند سطحی سطح N معمولاً از امواج حامل N-1 استفاده می کنند. هر روش دارای معایب و مزایای خاص خود است. امواج حامل در تکنیک PD همانطور که در شکل 19 نشان داده شده است، همه در فاز هستند، امواج حامل زیر و بالای نقطه صفر در تکنیک POD نشان داده شده در شکل 20 خارج از فاز هستند و امواج حامل در تکنیک APOD نشان داده شده در شکل. .21 فاز 180 درجه از بالا به پایین جابجا شده است.
در این مقاله 14 سیگنال مثلثی هر کدام با فرکانس 1 کیلوهرتز به گونه‌ای جابجا شده‌اند که همپوشانی ندارند و از این سیگنال‌ها به عنوان سیگنال‌های حامل استفاده می‌شود. پالس‌های راه‌اندازی مورد نظر برای همه سوئیچ‌ها در MLI توسط امواج حامل مثلثی تغییر سطح در مقایسه با موج سینوسی خالص با دامنه مرجع (Vsin) به دست می‌آید که در آن Vtri دامنه موج حامل است که به عنوان مقدار پیک به اوج تعریف می‌شود. دامنه موج سینوسی به زمان سوئیچینگ تبدیل می شود که در شکل 22 تا شکل 29 نشان داده شده است.
5. شبیه سازی و نتایج
اینورتر چند سطحی نامتقارن شامل سه منبع ولتاژ DC نامتقارن، یک پل H و یک بار RL است که در شکل 30 نشان داده شده است. سه کلید S1، S3 و S5، سه منبع ولتاژ نامتقارن را کنترل می کنند. به ترکیب منبع DC و سوئیچ، سوئیچ های S2، S4 و S6 به صورت ضد موازی متصل می شوند.
شبیه‌ سازی توپولوژی پیشنهادی در زیر نشان داده شده است، و شامل یک سیگنال دروازه‌ای است که در آن موج سینوسی با شکل‌ های موج مثلثی جابجا شده در سطح مقایسه می‌شود، که به عنوان رویکرد حالت فاز شناخته می‌شود. الگوهای سوئیچینگ جداگانه در شکل 22 تا 29 نشان داده شده است. سیگنال ها به سوئیچ های S5، S3 و S1 تحویل داده می شوند. سیگنال های مکمل سوئیچ های S5، S3 و S1 به ترتیب به سوئیچ های S6، S4 و S2 مطابق جدول وضعیت سوئیچینگ داده می شود. سوئیچ های S7 و S9 در جهت مخالف هدایت می شوند. در نیمه مثبت چرخه سوئیچ های S7 و S8 روشن می شوند. در نیمه منفی چرخه سوئیچ های S9 و S10 روشن می شوند.
خروجی از اینورتر شکل موج پلکانی است، از هارمونیک های مرتبه بالا تشکیل شده است، برای کاهش هارمونیک ها از فیلتر LCL برای بدست آوردن شکل موج خروجی صاف استفاده می شود. که با استفاده از فیلتر LCL بیشتر صاف می شود.
ولتاژ خروجی ولتاژ مضاعف 350 ولت AC با 15 سطح و فرکانس 50 هرتز در خروجی بدون فیلتر LCL همانطور که در شکل 31 نشان داده شده است، به دست می آید، خروجی بدون فیلتر دارای هارمونیک های مرتبه بالاتری است که در شکل 32 نشان داده شده است که بیشتر کاهش می یابد. با استفاده از فیلتر LCL برای دستیابی به شکل موج خروجی صاف همانطور که در شکل 19 نشان داده شده است
شکل 32 شکل موج خروجی اینورتر پیشنهادی از پلتفرم متلب را نشان می دهد، این خروجی از ولتاژ 325 ولت AC پیک تا پیک 50 هرتز است. که مطابق با شکل موج استاندارد 230 ولت RMS است. فیلتر LCL برای بدست آوردن شکل موج خروجی صاف استفاده می شود.
تجزیه و تحلیل THD شکل موج خروجی نهایی با فیلتر همانطور که با بزرگی ولتاژ شکل موج اصلی 50 هرتز به دست آمده است 323.5 ولت است که منجر به THD 0.1٪ همانطور که در شکل 34 نشان داده شده است.

مبتدی (مناسب برای درک مفهوم کلی مطلب) 

2.2. ویژگی های توزیع ولتاژ یک نیروگاه PV
یک مدل معادل یک نیروگاه PV در مقیاس بزرگ در شکل 2 نشان داده شده است، جایی که Pi + jQi توان خروجی i-امین PVGU است، jQC توان راکتیو خروجی از ادوات جبران کننده توان راکتیو است، Zi امپدانس مجموع خط بین i-امین و i-1 امین PVGU و ZTi امپدانس معادل ترانسفورماتور محلی i است، UiL و UiH به ترتیب ولتاژ سمت پایین و سمت بالا در ترانسفورماتور محلی i هستند، ، UPCC ولتاژ سمت پایین ترانسفورماتور اصلی و U ولتاژ شبکه است.

2.2.1. ولتاژ PCC یک نیروگاه PV
با در نظر گرفتن ولتاژ شبکه U به عنوان مبنا، ولتاژ PCC یک نیروگاه PV می تواند تقریب زده شود:

جایی که ΔP و ΔQ تلفات توان اکتیو و راکتیو ترانسفورماتور اصلی، ترانسفورماتور محلی و مجموع خطوط هستند.
Zg = Rg + jXg به عنوان امپدانس معادل تونن شبکه خارجی تعریف شده است که از ترمینال نیروگاه PV دیده می شود.
ولتاژ PCC مرتبط با ولتاژ شبکه، توان خروجی PVGU ها، توان خروجی ادوات جبران کننده توان راکتیو، امپدانس معادل تونن شبکه خارجی و انواع تلفات است. هنگامی که ولتاژ PCC نوسان می کند، توان راکتیو ΣQi و QC می تواند باشد برای حمایت از آن تنظیم شود.

2.2.2. ولتاژ ترمینال PVGU ها
با توجه به همان ساختار خطوط ، خط اول را به عنوان مثال انتخاب کنید. ولتاژ پورت i-ام PVGU UiL است: جایی که ZTi = RTi + jXTi و Zi = Ri + jXi است.
ولتاژ ترمینال PVGU مرتبط با ولتاژ PCC، محل PVGU ها در مجموعه خطوط، امپدانس خطوط و توان خروجی PVGU ها است.
به عنوان مثال در یک نیروگاه 10 × 10 PV، مدل شبیه سازی شامل 10 خط می باشد. هر مجموعه خط شامل 10 PVGU است و یکمین PVGU نزدیکترین به PCC است. ولتاژ PCC نیروگاه برق PV در شکل 3 نشان داده شده است. این نشان می دهد که ولتاژ PCC با توان اکتیو و راکتیو رابطه ای مثبت دارد، جایی که توان راکتیو غالب است.
توزیع ولتاژ ترمینال PVGU ها در شکل 4 نشان داده شده است. با افزایش توان اکتیو، ولتاژ ترمینال PVGU افزایش می یابد. برای یکی از خطوط ، ولتاژ پورت PVGU اول حداقل و نزدیک به ولتاژ PCC است. ولتاژ پورت به تدریج در امتداد خطوط افزایش می یابد. وقتی خروجی توان اکتیو نیروگاه PV بزرگ باشد، ممکن است در انتهای مجموعه خطوط اضافه ولتاژ رخ دهد.

2.3. ظرفیت توان راکتیو اینورتر PV
ظرفیت توان راکتیو یک اینورتر PV با توان ظاهری آن محدود شده است. اگر توان اکتیو خروجی اینورتر افزایش یابد، ظرفیت توان راکتیو متعاقبا کاهش خواهد یافت. از آنجا که اینورتر می تواند در یک زمان کوتاه 1.1 برابر توان ظاهری کار کند، رابطه بین توان اکتیو خروجی و توان راکتیو خروجی اینورتر i-ام به صورت زیر است:

محدوده توان راکتیو خروجی اینورتر i است: وقتی Pi = 1 p.u و اینورتر PV نیاز به توان خروجی راکتیو در یک زمان کوتاه دارد، با توجه به فرمول (4)، Qimax = 0.458 p.u. می توان دید که Qi هنوز حاشیه اطمینان توان راکتیو را حفظ می کند.
وقتی Pi = 1 p.u و اینورتر PV نیاز به توان خروجی راکتیو در یک زمان طولانی دارد، محدوده توان راکتیو خروجی اینورتر i-ام است: برای اطمینان از اینکه Qi حاشیه امن توان راکتیو را حفظ می کند، لازم است اندازه Pi را محدود کنید. Pi به طور معمول بر اساس فرمول (5) به 0.9 پریونیت کاهش می یابد و Qimax = 0.436 p.u.

2.4. مشخصه های خروجی SVG و بانک های خازنی
اصل اساسی SVG این است که دامنه و فاز ولتاژ سمت AC مدار را تنظیم کند تا خروجی جریان راکتیو مورد نیاز را تولید کند، به این ترتیب اثر جبران کنندگی توان راکتیو به دست می آید. هنگامی که مولفه اساسی ولتاژ خروجی اینورتر کمتر از ولتاژ سیستم است، SVG توان راکتیو را از سیستم جذب می کند. هنگامی که مولفه اساسی ولتاژ خروجی اینورتر بیشتر از ولتاژ سیستم باشد، SVG توان راکتیو را به سیستم منتقل می کند. هنگامی که مولفه اساسی ولتاژ خروجی اینورتر برابر ولتاژ سیستم است، SVG در حالت توان راکتیو صفر کار می کند. بنابراین، توان راکتیو تولیدشده توسط SVG می تواند به طور مداوم از مثبت به منفی تنظیم شود. SVG مزایای پاسخ سریع ، جبران توان راکتیو مناسب، محدوده عملکرد گسترده، مقدار هارمونیک کمتر و اشغال فضای کمتر است، اما هزینه های سرمایه گذاری و عملیات آن نسبتا بالا است.
بانک های خازنی می توانند گام به گام توان راکتیو القایی را فراهم کنند. هنگامی که سیستم دارای توان راکتیو اضافی است، می توان آن را تنها با جدا کردن بانک های خازنی تنظیم کرد. قدرت راکتیو ارائه شده توسط بانک های خازنی متناسب با مربع ولتاژ گره است. هنگامی که ولتاژ گره کاهش می یابد، توان راکتیو کاهش می یابد و بانک های خازنی نمی توانند مکرراً وصل و قطع شوند تا به سرعت به تغییرات دینامیکی تقاضای توان راکتیو پاسخ دهند. بنابراین، تشخیص جبران دینامیکی توان راکتیو دشوار است. با این حال، بانک های خازنی هنوز هم ابزار اصلی برای جبران استاتیک توان راکتیو به دلیل کم هزینه بودن، تعمیر و نگهداری راحت و نصب انعطاف پذیر، هستند.

3. پیشگیری از ولتاژ و استراتژی کنترل هماهنگ اضطراری
3.1. چارچوب کلی
هدف از استراتژی كنترلی، تشخیص كنترل هماهنگ توان راكتيو در بين SVG، مبدل ها و بانك هاي خازني در نيروگاه PV با مقياس بزرگ است. استراتژی تضمین می دهد که ولتاژ در شرایط نرمال در سطح مطلوب عمل می-کند. هنگامی که یک اغتشاش در PCC اتفاق می افتد، ادوات جبران کننده توان راکتیو دینامیک به ترتیب برای پشتیبانی از ولتاژ PCC هماهنگ می شود. هنگامی که اغتشاش برطرف شود، با جایگزینی منظم توان راکتیو دینامیکی (یا سریع) و استاتیکی (یا آهسته)، SVG می تواند یک حاشیه توان راکتیو بزرگ را برای مقابله با اغتشاش احتمالی بعدی نگه دارد.
پس از محاسبه پاسخ توان راکتیو اینورترها، با توجه به اطلاعات حساسیت و ولتاژ پایانه PVGU، حداقل واریانس ولتاژ پایانه PVGU در ایستگاه بهینه می شود. در نتیجه، توان خروجی راکتیو هر اینورتر تعیین می شود و توزیع ولتاژ درون ایستگاه بهینه می شود.
در این مقاله یک استراتژی پیشگیري ولتاژ و کنترل هماهنگ اضطراری ارائه شده است، همانطور که در شکل 5 نشان داده شده است. این استراتژی شامل اندازه گیری و محاسبات حالت، وضع اضطراری ولتاژ و کنترل هماهنگ پیشگیرانه و فرآیند های توزیع تخصیص بهینه توان راکتیو در ایستگاه است.

3.2. اندازه گیری و محاسبه حالت
در مقیاس زمانی کوتاه، شدت نور دریافت شده توسط یک نیروگاه PV بزرگ تغییر نمی کند، حالت عملکرد خارجی شبکه تغییر زیادی نمی کند و پارامترهای خط (از جمله پارامترهای ترانسفورماتور) ثابت می شوند. بنابراین، تقاضای توان راکتیو نیروگاه PV را می توان با اندازه گیری ولتاژ موجود تخمین زد. Qreq توان راکتیو مورد تقاضا در نیروگاه PV برابر است با که UPCCref مقدار مرجع کنترل ولتاژ PCC است. UPCCmeas مقدار اندازه گیری شده ولتاژ PCC در حال حاضر است. همچنین (Q, P , U)δ ضریب مشخصه رگولاسیون با توجه به تاثیر Q، P و U در UPCC است که توسط شبیه سازی آفلاین به دست می آید. (Q, P , U)δ تقریبا یک ضریب ثابت در شرایط مطمئن Q، P و U است. واحد δ نیز (توان راکتیو) × 1-(ولتاژ) است.
دستگاه جبران کننده توان راکتیو بوسیله ظرفیت خودش محدود می شود. با کسب اطلاع از وضعیت عملکرد خروجی در زمان واقعی، محدوده تنظیم توان راکتیو QSmax , SVG ، QImax اینورتر و QCmax بانک خازنی می تواند محاسبه شود. سیستم کنترل توان راکتیو و ولتاژ، از طریق اطلاعات فوق، منابع توان راکتیو را هماهنگ می کند.

3.3. کنترل هماهنگ ولتاژ اضطراری
کنترل هماهنگ اضطراری ولتاژ به مشخصه های منابع توان راکتیو برمیگردد و به منظور دستیابی به کنترل اضطراری در پایداری ولتاژ گذرا استراتژی برای هر وسیله توان راکتیو را تنظیم میکند.
1) هنگامی که حاشیه(ذخیره) توان راکتیو SVG کافی باشد و تنها SVG تقاضای توان راکتیو را به عهده بگیرد، پاسخ توان راکتیو SVG است:

2) هنگامی که حاشیه توان راکتیو SVG کافی نیست، اما مجموع SVG و توان راکتیو اینورتر می توانند تقاضای انرژی راکتیو نیروگاه PV را برآورده سازند، SVG و اینورترها به طور مشترک تقاضای توان راکتیو را به عهده می گیرند. SVG حداکثر توان راکتیو را تولید می کند.

باقیمانده تقاضای توان راکتیو توسط مبدل ها به عهده گرفته میشود. پاسخ کل توان راکتیو اینورتر ها است:

3) هنگامی که مجموع توان راکتیو SVG و اینورتر کافی نباشد، SVG، مبدل ها و بانک های خازن به طور مشترک تقاضای توان راکتیو را به عهده می گیرند. با تعیین تعداد بانک های خازنی استفاده شده، توان راکتیو آنها می تواند محاسبه شود.

که در آن [(QREF-QSMAX-QIMAX) /QC0] تعداد بانک های خازنی استفاده شده است. از آنجا که بانک های خازنی تنها می توانند بصورت گروهی استفاده شوند، تعداد محاسبه شده باید گرد شود. قدرت راکتیو باقی مانده توسط اینورترها تنظیم می شود. QC0 ظرفیت یک بانک خازنی است.

مبتدی (مناسب برای درک مفهوم کلی مطلب) (ترجمه به صورت ناقص انجام شده است)

در درجه‌های ولتاژ مختلف سیستم توان، امپدانس خط، مشخصات مختلفی را نشان می‌دهد. خطوط بالاسری ولتاژ بالا بطور کلی مطلقاً بصورت القایی ظاهر می‌شوند، درحالی که خطوط بالاسری ولتاژ پایین بصورت مقاومتی ظاهر می‌شوند. جدول 1 بیان‌های توان خروجی را با زوایای امپدانس سیستم مختلف α نشان می‌دهد [23].
هنگامی‌ که α = 90°، توان اکتیو و راکتیو می‌تواند کنترل مستقل را بدست آورد. در این مورد، تغییرات در فرکانس می‌تواند فقط روی توان اکتیو خروجی تأثیر بگذارند و تغییرات در دامنه نوسان ولتاژ ممکن است روی توان راکتیو خروجی تأثیر بگذارند. بااین‌وجود، همانطور که در بالا ذکر شد، مکانیزم کوپلینگ توان در ریزشبکه‌ها باید بخاطر محیط مقاومتی یا مقاومت-اندوکتانسی که دارد، بحث شود.
با در نظر گرفتن انحراف توان خروجی بوسیله‌ی ΔE و Δσ در نقطه غیر اکتیو (Es, δs)، معادلات زیر می‌توانند بعداز خطی‌سازی بیان شوند: ((10) را ببینید) که در آن Kpf، Kqf، Kpe و Kqe برای نشان دادن بهره‌های تناسب متغیر‌های متناظر استفاده می‌شوند.

بر اساس (10) و شکل 2 قسمت b، |Kpe| و |Kqf| بتدریج با زاویه امپدانس کاهش یافته افزایش می‌یابند، به این معنی که بین کنترل‌های توان اکتیو و راکتیو، کوپلینگ قوی وجود دارد. این کوپلینگ ممکن است ظاهر یک جریان پیرامونی در هر حلقه را بوجود آورد و روی پایداری سیستم تأثیر بگذارد. بنابراین، طرح دی‌کوپلینگ توان برای ریزشبکه باید مجدداً طراحی شود.

4. طرح دی‌کوپلینگ توان برای VSG
هر روش دی‌کوپلینگ توان یک اینورتر ریزشبکه، مزایا و معایبی دارد. دی‌کوپلینگ توان برای VSG بعلت مدار حلقه توان منحصر بفرد VSG، دارای تعدادی مشخصه جدید است.

بر اساس (11)، آن یک سیستم نوع-I است [24]. فقط اگر واحد کنترل پایدار باشد، توان اکتیو خروجی و فرکانس روتور می‌توانند سیگنال‌های مرجع خودشان را بدقت ردیابی کنند. در نتیجه، استراتژی کنترل VSG می‌تواند باعث شود طرف خروجی اینورتر، مکانیزم “همگام‌سازی” SG‌ها را نشان دهد.
با سراسری کردن انتقال‌پذیری فرکانس در یک ریزشبکه، یعنی ، همانطور که در شکل 3 قسمت a نشان داده شده است، مقادیر مرجع توان اکتیو خروجی هر VSG همه تحت شرایط ضرایب دروپ یکسان، مشابه هستند. بنابراین، تحت فرض پایداری سیستم، توان‌های راکتیو خروجی متفاوتِ هر BSG نمی‌توانند روی توان اکتیو خروجی مربوطه تأثیر بگذارند، علیرغم مدی (متصل به شبکه یا جزیر‌ه‌ای) که آن‌ها در آن درحال کار کردن هستند. به عبارت دیگر، استراتژی VSG بطور مستقل توان اکتیو و کنترل دی‌کوپلینگ فرکانس را بدست می‌آورد. فرکانس‌های هر اینورتر بوسیله‌ی یک ریزشبکه در مد متصل به شبکه به هم فشرده می‌شوند، و آن‌ها مساوی با فرکانس شبکه در مد جزیر‌ه‌ای هستند. این ویژگی باعث می‌شود اینورتر‌ها توان اکتیو را بر اساس ضرایب دروپ تخصیص دهند.

4.2. توان راکتیو و کنترل دی‌کوپلینگ ولتاژ
کوپلینگ بین توان راکتیو و ولتاژ با بخش قبلی متفاوت است. ولتاژ خروجی هر میکرو-منبع باید برای بدست آوردن کنترل مستقل توان از ولتاژ خروجی و معادله دروپ توان راکتیو در شکل 1 قسمت c بی‌تناقض باشد. بااین‌وجود، بخاطر وجود افت ولتاژ خط، هنگامی‌ که توان‌های اکتیو خروجی میکرو منابع تغییر می‌کنند ولتاژ‌های خروجی مشابه نیستند، که ممکن است روی توان‌های فعال‌سازی خارجی تأثیر بگذارند. کنترل دی‌کوپلینگ سنتی عمدتاً روی افت ولتاژ خط جبران کننده تمرکز می‌کند. اگرچه اهمیت فیزیکی آن آشکار است، فرایند اجرا پیچیده است و به طراحی پیچیده و محاسبه نیاز دارد. علاوه‌براین، پایداری سیستم، یک فاکتور محدود کننده است. در این مقاله، بر اساس اصل دی‌کوپلینگ بخش قبلی، یک متغیر مستقل می‌تواند از طریق اضافه کردن فیدبک ولتاژ PCC بدست آید، که تحت تأثیر افت ولتاژ خط نیست. به عبارت دیگر، همانطور که در شکل 3 قسمت b نشان داده شده است، VPCC می‌تواند به اینورتر‌ها کمک کند تا کنترل مستقل از توان راکتیو خروجی را بدست آورند [5].
بااین‌وجود، متفاوت با توان خروجی اینورتر، مکان جغرافیایی انعطاف‌پذیر تولید پراکنده، بدست آوردن VPCC را دشوار می‌کند. اگرچه در یک میکروشبکه برای تبادل پیام از ارتباطات استفاده می‌شود، برای اجرای توابع اصلی بطور مستقل، اصل کنترل اینورتر‌ها ترجیح داده می‌شود. بنابراین، بر اساس ولتاژ خروجی، امپدانس خط و جریان، یک ساختار ارتقا یافته با برآورد کننده VPCC برای کنترل کننده تحریک که در شکل 4 نشان داده شده است.

در شکل 4، Rg و Lg پارامتر‌های امپدانس خط هستند، ωc/(S + ωc) فیلتر پایین گذر است که نویز‌های فرکانس بالا را سرکوب می‌کند و kv ضریب تنظیم ولتاژ است. VPCC می‌تواند بطور تقریبی بوسیله‌ی ارتقای کنترل کننده تحریک بدست آید. در نتیجه، کنترل مستقل توان راکتیو خروجی می‌تواند مشابه با بخش قبل اجرا شود. این روش اساساً محیط امپدانس سیستم را تغییر می‌دهد و می‌تواند بعنوان یک تغییر شکل امپدانس مجازی در نظر گرفته شود. بااین‌وجود، تأثیر امپدنس خط روی توان خروجی می‌تواند تقریباً با روش پیشنهاد شده خنثی شود. علاوه‌براین، اشتراک‌گذاری توان راکتیو می‌تواند بوسیله کنترل کردن VPCC محاسبه شده برای ردیابی مقدار مرجع آن بدست آید، و این روش اصلاحی برای روش دی‌کوپلینگ امپدانس مجازی سنتی است.

4.3. تحلیل پایداری و انتخاب پارامتر
مسائل پایداری سیستم می‌تواند به دو دسته تقسیم شود. اولین فاکتور، پایداری حلقه توان است، که شامل حلقه توان اکتیو و حلقه توان راکتیو می‌شود. با پارامتر‌های مناسب، حلقه توان می‌تواند عملکرد دینامیک و پایداری خوبی را در فرکانس اصلی دوبل نشان دهد [9]. فاکتور دیگر روی جریان و ولتاژ خروجی اینورتر در فرکانس غیر-اصلی تمرکز می‌کند. پاسخ سیستم، برهم‌نهیِ پاسخ‌ها در تمام باند‌های فرکانس است، و هر ناپایداری در جریان پاسخ ممکن است روی کل سیستم تأثیر بگذارد. در این بخش، دومین فاکتور مسائل پایداری بررسی می‌شود.
در این مطالعه، اجازه دهید Yden(s) = 0، متعاقباً، مکان ریشه‌های این معادله مشخصه می‌تواند بوسیله‌ی تغییر ضریب تنظیم ولتاژ kv ترسیم شود. پارامتر‌های سیستم در جدول 2 نشان داده شده است.
در شکل 5 قسمت a، بر اساس نقطه نظر تئوری کنترل خودکار [24]، تمام شاخه‌های مکان ریشه‌ها در نیمه چپِ صفحه s مستقر می‌شوند، به این معنی که سیستم همیشه علیرغم تغییر در kv پایدار است. سه دوقطبی در نمودار مکان ریشه‌ها وجود دارد. بنابراین، تأثیر آن‌ها روی عملکرد سیستم می‌تواند نادیده گرفته شود. متناسب با همین، سیستم مرتبه پنجم می‌تواند به یک سیستم مرتبه دوم ساده شود. دو قطب حاکم دیگر که در امتداد جهت پیکان‌ها حرکت می‌کنند، یک جفت از ریشه‌های مختلط مزدوج هستند. مطابق با اصل طراحی سیستم مرتبه دوم بهینه، ما kv = 55.8 را برای بدست آوردن یک نسبت میرایی 0.707 برای سیستم انتخاب می‌کنیم. در نتیجه، نمودار بود ادمیتانس سیستم می‌تواند تولید شود. در شکل 5 قسمت b، در فرکانس اصلی (314 rad/s)، ادمیتانس سیستم برابر با است، که مشخص می‌کند امپدانس سیستم حالت القایی را نشان می‌دهد، و دامنه نوسان آن بسیار کوچک است که می‌تواند نادیده گرفته شود. علاوه‌براین، فرکانس قطعی حلقه بازِ ادمیتانس سیستم برابر با 2.72 × 105 rad/s است، و حاشیه فاز متناظر برابر با 66° است. این نتایج نشان می‌دهند که پارامتر‌های انتخاب شده با لازمه طراحی مطابقت دارند.

4.4. انتخاب ضریب دروپ
بخش قبلی بیان می‌کند که انتخاب ضریب تناسب kp و ضریب دروپ راکتیو kq به استاندارد‌های شبکه وابسته هستند. بر اساس GB/T12325-2008 و GB/ T15945-2008، انحراف ولتاژ منبع توان سه فاز تحت 20 kV برابر با ±7 درصدِ ولتاژ اسمی‌ است و محدوده نوسان فرکانس شبکه برابر با ±0.5 Hz است. این مقاله تعریف می‌کند که تغییر 100 درصدی توان اکتیو (15 kW) با تغییر 1 درصدی فرکانس شبکه مطابقت دارد، درحالی که تغییر 100 درصدی توان راکتیو (3 kVar) با تغییر 7 درصدی در ولتاژ اسمی‌ شبکه مطابقت دارد.

مبتدی (مناسب برای درک مفهوم کلی مطلب) 

4. طرح تصمیم تشخیص خطای سنسور
در این مقاله، خطای درنظر گرفته شده توسط معادله دیفرانسیلی(3) ایجاد می‌شود، که نشان دهنده دو نوع خطا است: خطا‌های پیوسته و خطا‌های پیوسته تکه‌ای.(شکل3را مشاهده کنید). بنابراین، طرح تصمیم‌گیری مبنی بر تشخیص خطای سنسور به دو بخش تقسیم می‌شود:
• طرح تصمیم‌گیری مبنی بر تشخیص خطای سنسور به منظور تعیین اینکه چه زمانی خطای اولیه سنسور در خطا و خرابی سنسور گسترش می‌یابد، استفاده می‌شود
• طرح تصمیم‌گیری مبتنی بر تشخیص، به منظور تشخیص خطا‌های اولیه، خطا و خرابی‌هایی که رخ می‌دهد، استفاده می‌شود.
اصول تصمیم گیری: متناظر با دو نوع طرح تشخیص خطا و شکل3 ، دو نوع اصول تصمیم گیری وجود دارد:
1.اصول تصمیم گیری مبتنی بر تشخیص گسترش خطای اولیه سنسور: در مقوله توسعه خطای اولیه سنسور به منظور تشخیص خطا، اگر خطای تخمین ey پیوسته باشند، یک زمان فوری وجود دارد به طوری که حداقل یک خطای تخمین ey از آستانه خطای اولیه عبور کند، و یک زمان فوری وجود دارد که از آستانه خطا عبور می کند. آن گاه گسترشی که بصورت کامل در نظر گرفته می شود(منحنی a در شکل3): در مقوله توسعه خطای اولیه سنسور به منظور تشخیص خطا، خطاهای تخمینی ey به جز در دو زمان لحظه ای باید پیوسته باشد، در اینصورت لحظه ای دیگری وجود دارد که از آستانه شکست سنسور جلوگیری می کند(همانطور ک در منحنی b مشاهده می کنید).
2.اصول تصمیم گیری مبتنی بر تشخیص خطا: اگر حداقل یک خطای تخمین ey از آستانه خطای اولیه بزرگتر باشد، خطای سنسور رخ می دهد. تشخیص درخطا و خرابی سنسور همانند تشخیص اولیه سنسور است. در منحنی های c و d در شکل3 دو مثال ارائه شده است.
تبصره 8 –توجه داشته باشید که اصل 2طرح تشخیص سنتی خطا است که در [25,27,28,34] بحث شده است، و اصل2 یک طرح جدید و توسعه یافته است، که عمدتا به منظور تشخیص و تعیین گسترش خطای اولیه پیوسته است.

بنابراین، قضیه اساسی زیر درباره تشخیص خطا ایجاد می‌شود:
قضیه اساسی 1- برای سیستم غیرخطی(8)، طرح تصمیم‌گیری مبنی بر تشخیص خطا(I)و(II)، با آستانه‌های تطبیقی(36)،(37) و(39) این اطمینان را ایجاد می‌کند که هیچ آلارم کاذبی قبل از گسترش خطای اولیه به خطا و خرابی سنسور وجود ندارد. علاوه براین، طرح تصمیم‌گیری مبنی بر تشخیص خطا(III)،(IV)و(V) که توسط آستانه‌های تطبیقی توصیف (36)،(37) و(39) توصیف شده است، و تضمین می‌کند که هیچ آلارم کاذبی به ترتیب قبل از وقوع خطای اولیه سنسور، خطای سنسور و خرابی وجود ندارد.
تبصره 10 باید توجه داشته باشید که تمام تصمیمات تشخیصی بعد از e21=0 گرفته می شود، یعنی پس از حرکت لغزان اتفاق می‌افتد، که در واقع این نوع تصمیمات نیاز دارند که حرکت لغزان قبل از وقوع خطا انجام شود. با این حال، در مقایسه با خطای ناگهانی، خطای اولیه (به عنوان مثال، خطا ناشی از سایش مکانیکی) معمولا طول می‌کشد تا باعث خرابی سیستم شود. علاوه بر این، ثابت قابلیت دستیابی می تواند به گونه ای تنظیم شود تا این اطمینان حاصل شود که حرکت لغزان در مرحله اولیه و سریع رخ دهد. بنابراین در واقعیت، نتایج توسعه یافته را می توانیم به اکثریت موارد ، اعمال و بسط دهیم.

مقالات انگلیسی و ترجمه های فارسی رایگان با فرمت PDF آماده دانلود رایگان میباشند

همچنین ترجمه مقاله با فرمت ورد نیز قابل خریداری و دانلود میباشد

مقاله انگلیسی رایگان (PDF)

ترجمه فارسی رایگان (PDF)

خرید ترجمه با فرمت ورد

فهرست مقاله:

چکیده
1- مقدمه
2- سیستم مورد مطالعه و طرح کنترل
3-روش تشخیص پیشنهادی
4- ارزیابی روش پیشنهادی توسط شبیه سازی
4-1 سناریوی سوییچینگ بار برای ارزیابی روش پیشنهادی
4-2 آزمون UL1741
4-3 اثر ضریب کیفیت بار
4-4 اثرات عدم تعادل بار
4-5 اثرات بار پراکنده چندگانه بر روی تشخیص جزیره ای شدن
5-نتیجه گیری

بخشی از ترجمه فارسی مقاله:

1- مقدمه
تولید پراکنده(DG) را می توان به صورت تجهیزات تولید الکتریکی متصل به یک بخشی از سیستم توان الکتریکی(EPS) از طریق نقطه کوپلینگ مشترک(PCC) تعریف کرد که در بارهای محلی اطراف واقع شده است(1). در سال های اخیر، نفوذ تولید پراکنده در سیستم های توان در حال افزایش است(2-3).
اتصالات تولید پراکنده به سیستم یوتیلیتی( تاسیسات) دارای برخی مسائل حفاظتی نظیر جزیره ای شدن می باشند. جزیره ای شدن ناخواسته اشاره به وضعیتی دارد که در آن یک یا چند تولید پراکنده و برخی بار ها از بقیه سیستم توان اصلی منفصل می شوند، در حالی که بار ها توسط تولید پراکنده در بخش ایزوله شده از توان عرضه می شوند(4-5). وضعیت جزیره ای شدن برخی مسائل قابل ملاحظه را در سیستم های توان ایجاد می کند نظیر مسائل کیفیت توان( فرکانس و انحرافات ولتاژ)، خطرات ایمنی برای پرسنل شبکه، وضعیت بار بیش از حد، اثرات نامطلوب بر روی حفاظت سیستم و مسائل اتصال مجدد(6-8). از این روی جزیره بایستی فورا از طریق روش های تشخیص جزیره ای شدن شناسایی شود.
روش های مختلف برای شناسایی جزیره ای شدن توسط محققان پیشنهاد شده است. روش های شناسایی و تشخیص جزیره ای شدن را می توان به روش های ارتباطی و محلی تقسیم بندی کرد. به علاوه، روش های تشخیص محلی را می توان به صورت روش های فعال و غیر فعال در نظر گرفت(7-9).
روش های غیر فعال، جزیره را با پایش تغییرات پارامتر هایی نظیر انحراف فرکانس یا تغییر ولتاژ در PCC تشخیص می دهد. نه تنها پیاده سازی و اجرای آن ها ساده و کم هزینه است،بلکه آن ها هیچ گونه اثرات نامطلوب چشم گیری بر روی سیستم توان و عملیات تولیدپراکنده ندارند. اگر عدم تطابق قدرت(توان) بین بار ها و تولید پراکنده کوچک باشد، انحراف پارامتر ها، فراتر از آستانه نخواهد بود. از این روی، روش های غیر فعال یا منفعل قادر به تشخیص شرایط جزیره ای در یک زمان منطقی نیست زیرا آن ها دارای یک منطقه عدم تشخیص بزرگ هستند. به این ترتیب، تنها انحراف از پارامتر های سیستم نمی تواند معیار کافی برای تشخیص جزیره ای شدن باشد(10-12). حفاظت فرکانس و ولتاژبالاتر یا پایین تر از مقدار معین، تشخیص انتقال فاز و سرعت تغییر فرکانس و توانف از انواع روش های غیر فعال می باشند(13-15).
در روش های فعال، یک اغتشاش کوچک به سیستم توان از طریق تولید پراکنده از طریق PCC برای ایجاد تغییرات در پارامتر های سیستم تزریق می شوند. در حقیقت در حالت اتصال به شبکه، اغتشاش کوچک قادر به ایجاد تغییرات قابل ملاحظه ای در پارامتر های سیستم توان نظیر ولتاژ یا فرکانیس نیست زیرا پارامتر های تولید پراکنده با سیستم قدرت شناسایی می شوند. با این حال، وقتی که یک جزیره تشکیل می شود، اغتشاش کوچک می تواند ایجاد یک تغییر کافی در پارامتر های جزیره ای کند. از این روی، روش های فعال دارای یک منطقه عدم تشخیص کوچک تر نسبت به روش های غیر فعال می باشند.(16-17)با این حال به دلیل تزریق اغتشاش، آن ها اثرات نامطلوبی بر روی کیفیت توان دارند.
روش های فعال به تولید پراکنده بیش از روش های دیگر علی رغم معایب آن ها و اثرات منفی خود بر روی کیفیت توان اعمال می شوند. آن ها نیازی به زیر ساختار ارتباطی پر هزینه ندارند و هم چنین صحت تشخیص آن هابهتر از روش های غیر فعال یا پاسیو است(18). برخی از روش های فعال که اخیرا پیشنهاد شده اند، شامل حالت لغزش روی تغییر فرکانس(SMS)، انتقال فرکانس ساندیا(SFS)، تزریق جریان متوالی منفی(19-21)، الگوریتم ضد جزیره ای قوی(22)و بازخورد مثبت ولتاژ برای مبدل منبع ولتاژ(23-26) است.
این مقاله، یک رویکرد تشخیص فعال جدید را با اثرات منفی غیر معنی دار بر روی کیفیت توان پیشنهاد می کند. پیاده سازی و اجرای این روش نیازمند تغییرات قابل ملاحظه ای در ساختار مبدل نیست و منجر به بروز مسئله و مشکلی برای تولید پراکنده و سیستم توان در طی سوییچینگ بار نمی کند. در روش پیشنهادی، تفاوت بین زاویه فاز ولتاژ لحظه ای تولید پراکنده(VPA) و VPA اسمی، که ثابت است، به زاویه ورودی بلوک تبدیل abc به dqo افزوده خواهد شد. در وضعیت جزیره ای شدن، VPA لحظه ای تغییر می کند و از این روی بزرگی خطا( تفاوت) افزایش می یابد. در حالت اتصال به شبکه، مقدار خطا غیر معنی دار است زیرا VPA لحظه ای نزدیک به VPA اسمی است. از این روی این روش اثری منفی بر روی پارامتر های سیستم دارد. در حقیقت، هیچ گونه اثر نامطلوب معنی داری بر روی کیفیت توان در طی حالت اتصال به شبکه سیستم های توان وجود ندارد. علی رغم مسائل غیر معنی دار مربوط به کیفیت توان، زمان تشخیص جزیره ای شدن در این روش منطقی خواهد بود.
ادامه این مقاله به صورت زیر سازمان دهی شده است: بخش دوم یک مدل سیستم توان و سیستم کنترل تولید پراکنده را ارایه می کند. در بخش سوم، روش مورد نظر توصیف شده است. بخش چهارم، شبیه سازی مربوط به ارزیابی را ارایه می کند.

بخشی از مقاله انگلیسی:

1 Introduction

The distributed generation (DG) can be defined as electric generation facilities connected to an area of an electric power system (EPS) through point of common coupling (PCC), which is located nearby local loads [1]. In recent years, the penetration of DGs in power systems is increasing [2, 3]. The connections of DGs to utility system have some protection issues such as islanding. The unintentional islanding refers to the condition that one or more DGs and some loads are disconnected from the rest of main power system while the loads are supplied by DGs in the isolated part of the power [4, 5]. The islanding situation imposes some considerable problems into power systems such as power quality problems (frequency and voltage deviations), safety hazards to network personnel, overload condition, adverse effects on system’s protection and reconnecting problems [6–8]. Thus, island must be detected by islanding detection methods immediately. Various methods are proposed for the islanding detection by researchers. Islanding detection methods could be categorised as communication and local detection methods. Moreover, local detection methods can be considered as passive and active methods [7, 9]. The passive methods detect island by monitoring the changes of parameters such as frequency deviation or voltage variation at the PCC. Not only are they both simple and low-priced to implement, but also they have no considerable adverse effects on the power system and DGs operation. If the power mismatch between loads and DG is small, the deviation of parameters will not go beyond the threshold. Therefore, the passive methods cannot detect island condition in a reasonable time because they have a large non-detection zone. Thus, the only deviation of system parameters cannot be enough criteria for islanding detection [10–12]. The over or under voltage and frequency protection, phase jump detection and rate of change of frequency and power are some of typical passive [13–15]. In active methods, a small disturbance is injected into the power system by DG through the PCC to create changes in the system parameters. In fact, in the grid-connected mode, the small disturbance cannot create considerable variations in the power system parameters such as voltage or frequency because the DG parameters are dictated by the power system. However, when an island is formed, the small disturbance can create an enough variation in the island parameters. Hence, active methods have a smaller non-detection zone compared with the passive methods [16, 17], but due to the disturbance injection, they have unfavourable impacts on the power quality. Active methods are usually applied to DGs more than other methods despite their disadvantages imposed on power quality. They do not need costly communication infrastructure and, also, their detection accuracy in better than that of passive methods [18]. Some of active methods that have been recently proposed are slip-mode frequency shift (SMS), Sandia frequency shift (SFS), negative-sequence current injection [19–21], robust anti-islanding algorithm [22] and voltage positive feedback for voltage source inverter [23–26]. This paper proposes a new active detection approach with insignificant negative impacts on the power quality. The implementation of this method does not require any considerable changes in structure of inverter and does not cause any problem for DG and the power system during load switching. In the proposed method, the difference between the DG instantaneous voltage phase angle (VPA) and the nominal VPA, which is constant, will be added to the input angle of abc-to-dqo transformation block [derived from phase-locked loop (PLL) block]. In the islanding condition, the instantaneous VPA will change; thus, the error amplitude (difference) will be grown. In the grid-connected mode, the error value is insignificant because instantaneous VPA is close to the nominal VPA; therefore, this method will not negatively affect the system parameters. In fact, there are no significant adverse effects on the power quality during grid connected mode of power systems. Despite insignificant problems of power quality, the islanding detection time is reasonable in this method. The rest of paper is structured as follows. Section 2 presents the power system model and DG control system. In Section 3, the intended method is described. Section 4 provides simulation proofs for evaluation.

مبتدی (مناسب برای درک مفهوم کلی مطلب) 

MPTC مرسوم
بر اساس مدل سیستم ، طرح MTPC استاندارد همه ی گشتاور و شار مغناطیسی استاتور که توسط اینورتر ارائه شده اند را پیش بینی می کند و سپس بهترین آنها توسط به حداقل رسانی تابع هزینه که شامل پیگیری خطای شار و گشتاور میشود انتخاب می شود. نمودار MPTC با در نظر داشتن یک مرحله جبران تاخیر [6] , [14] در شکل -1 نمایش داده شده است، که یک شاخص قطب بندی خارجی کنترل کننده سرعت برای تولید منبع گشتاور به کار گرفته شده است .
MPFC پیشنهادی
الف ) اصل عمومی MPFC
از آنجایی که خطاهای گشتاور و شار استاتور در یک تابع هزینه از MPTC رایج ترکیب شده اند ، یک فاکتور وزن مناسب برای دستیابی به کنترل همزمان گشتاور و شار استاتور ضروری است . با این حال عدم وجود متر طراحی تئوری برای فاکتور وزن منجر به یک تنظیم کار غیر ناچیز می شود[8] . در این بخش یک منبع بردار شار استاتور بر پایه مدل موتور القایی ساخته شده است ، که معادل با منبع اصلی گشتاور وشار استاتور می باشد . در نتیجه فاکتور وزن در MPFC پیشنهادی حذف شده است .

ب) MPFC بهبود یافته توسط بهینه سازی سوئیچینگ لحظه ای
همانطور که در (18) دیده می شود ، از فاکتور وزن برای شار استاتور با تغییر اندازه منابع گشتاور و شار استاتور به یک منبع معادل بردار شار استاتور اجتناب شده است . این به ذخیره تنظیم کار آفلاین و بهبود قابل ملاحظه عملکرد MPFC کمک می کند. با این حال ، مشابه با MPTC رایج ، اعمال بردار ولتاژ انتخابی در طول کل دوره کنترل ریپل گشتاور و هارمونیک های جریان زیادی به همراه دارد [9] , [14] .
در MPFC بهبود یافته، لحظه سوئیچینگ بردار انتخابی برای رسیدن به حالت پایدار طرح پیشنهادی بهبود بیشتری داده شده است.تفاوت میان MPTC قبلی و چرخه کنترل [9] , [14] ، که بردار انتخابی را در ابتدای دوره کنترل بعدی اعمال میکند ، بردار ولتاژ قدیمی اعمال شده دوره قبلی MPFC پیشنهادی را اعمال خواهد کرد به دنبال بردار ولتاژ انتخاب شده .شار استاتور در انتهای دوره بعدی را می توان به صورت زیر بیان کرد :
با توجه به دست آورد های بالا ،حداقل پیگیری خطای بردار شار استاتور می تواند در انتهای دوره بعدی کنترل به دست آید .با این حال ، انحراف بالای لحظه سوئیچینگ در شار استاتور می تواند رخ دهد. این موضوع در دو مدار شکل 3 نمایش داده شده اند. میتوان آنرا دید که ، اگرچه هر دو مدار شار استاتور (با a وb در شکل-3 نمایش داده شده اند)در انتهای دوره کنترل می توانند به منبع دسترسی پیدا کنند اما مدار a ترجیح داده میشود چون دارای انعطاف بیشتر و انحراف کمتری از بردار مرجع در طول کل دوره کنترل می باشد. برای جلو گیری کردن از انحراف زیاد شار استاتور در طی دوره کنترل ، یک جریمه برای انحراف در لحظه سوئیچینگ در تابع هزینه اضافه شده است که به شرح ذیل می باشد :
نتایج شبیه سازی و آزمایش تجربی
الف ) نتایج شبیه سازی
مدل MPFC پیشنهادی برای تایید اعتبار عملکرد در محیط شبیه ساز نرم افزار متلب شبیه سازی شده است. پارامتر های ماشین و کنترل در جدول 1 نشان داده شده اند. برای راحتی ، به ترتیب MPFC پایه بدون فاکتور وزن شار ترجیح داده شده است به متد 1 و همچنین MPTC بهبود یافته با لحظه سوئیچینگ لحظه ای بهبود یافته به متد 2 ترجیح داده شده است.
شکل 5 جوابهای آغاز شده وقفه را برای هر دو متد نشان می دهد.شار استاتور ابتدا توسط تحریک قبلی ثبت میشود و در طی مرحله شتاب گشتاور به 120% مقدار مجاز(16.8 N.m) محدود شده است .در ، یک بار خارجی با مقدار مجاز (14 N.m) به صورت ناگهانی به ماشین اعمال می شود. از بالا به پایین اشکال نمایش داده شده در شکل-5 به ترتیب سرعت ، گشتاور ، شار استاتور و جریان استاتور می باشند. به طور واضح دیده می شود که MPTC پیشنهادی در یک دوره گسترده سرعت بهتر عمل میکند و مقاومت شدیدی در مقابل اختلال بار نشان می دهد.جوابهای دینامیکی شبیه سازی شده را میتوان در متد 2 مشاهده کرد اما ریپل گشتاور و شار بسیار کمتری را ارئه می کند.
یک شکل موج با جزئیات بیشتر برای گشتاور و شار استاتور با 100% مقدار گشتاور در شکل -6 نشان داده شده اند. این موضوع که ریپل های هردوی گشتاور و شار در متد 2 بسیار کمتر از آنها در متد 1 می باشد دیده میشود ، که تایید کننده موثر بودن متد 2 با بهینه سازی لحظه سوئیچینگ می باشد.
برای نشان دادن تاثیر تغیرات پارامتر های ماشین در عملکرد سیستم ، شکل -7 جوابهای شبیه سازی شده متد 2 را در سرعت های پایین و بالا زمانی که مقاومت استاتور و روتور به ترتیب به 50% و 100% افزایش داده میشود نشان داده شده است. دیده میشود که سیستم به درستی وخوبی در سرعت های بالا و پایین کار میکند حتی اگر مقاومت استاتور و روتور از مقدار واقعی آن بسیار بیشتر شود . جریان در شکل بسیار سینوسی است به عنوان حلقه بسته ناظر همه جانبه برای خطاهای بسیار کوچک شار استاتور که در سرعت پایین عملکرد مشاده می شوند به کار گرفته شده است و از خطا ی شار در سرعت بالا میتوان چشم پوشی کرد. نتایج شبیه سازی این موضوع را اثبات میکند که متد در برابر بعضی از تغییرات پارامتر های ماشین مقاومت نشان می دهد.

ب) نتایج تجربی
آزمایشات تجربی برای اعتبار بیشتر تاثیر مدل پیشنهادی بر روی پلتفرم درایو یک موتور القایی دو سطح اینوتر تغذیه انجام شده است . یک پردازنده سیگنال دیجیتال 32 بیتی شناور TMS320F28335 برای رسیدن به الگوریتم کنترل توسعه یافته به کار گرفته شده است. پارامتر های کنترل و ماشین همان پرامتر های موجود در جدول -1 می باشند. نمودار کنترل کلی در شکل -4 نمایش داده شده است. حداکثر زمان انجام آزمایش که شامل نمونه AD ، اتصالات ، ناظر و نمودار کنترل است 34.8 میکرو ثانیه طول میکشد که قاطعانه کمتر از زمان انجام دوره نمونه که 50 میکرو ثانیه است می باشد. از این رو کافی است تا در طول هر دوره نمونه گیری تمام اعمال را انجام دهیم. در تست های پیش رو تمامی متغیر ها به جز جریان استاتور در یک اسیلوسکوپ با پردازنده مبدل DA اجرا شده اند که توسط یک سنجشگر جریان مستقیم اندازه گیری شدند.

مبتدی (مناسب برای درک مفهوم کلی مطلب) 

3. مجموعه قوانین شبکه‌های بین‌المللی
قوانین شبکه، [8-10] معمولا شامل فصل‌هایی در مورد پشتیبانی استاتیکی شبکه، پشتیبانی دینامیکی شبکه و حفاظت شبکه می‌باشد. پشتیبانی استاتیکی شبکه در مورد کنترل توان اکتیو و راکتیو در مجموعه مقادیر مشخص بوسیله اپراتور شبکه یا توابع کنترلی می‌باشد .

A. مقررات بین‌المللی FRT
در پشتیبانی دینامیکی شبکه، بسیاری از قوانین بین‌المللی شبکه بین ژنراتورهای سنکرون (نوع 1) و دیگر ژنراتورها (نوع 2) به عنوان مثال اینورترهای بادی و PV تمایز قائل شده‌اند. بیشتر قوانین شبکه ژنراتورهای نوع 2 رفتاری را برای جریان‌های اکتیو و راکتیو با مقادیر مشخص در طول خطا توصیف می‌کنند.

ولتاژ خطا – توان عبوری از خط انتقال در امپدانس‌های مختلف خطا، رنگ‌های مختلف خطها حالات مختلف بهره‌برداری PV را نشان می‌دهند. در تغذیه خازنی (سبزرنگ) ولتاژ بطور موثری پشتیبانی شده است و تاثیر آن بر بارها/مصرف کنندگان مجاور حداق شده است.
پس از خطا، زمان‌های پاسخ توصیف می‌کنند که چقدر سریع واحد تولید باید به نقطه کار خود قبل از خطا برگردد. اغلب این شرایط با جزئیات کامل نیستند و به جای استفاده از ظرفیت منابع الکترونیک قدرت به سمت کاهش تاثیر آن‌ها رفتار می‌کنند. برای مثال، شرایط برای خطای سه فاز (متقارن) داده شده‌اند نه باری خطاهای غیرمتقارن متداول.
عموما در بیان، شرایط FRT بر خلاف حفاظت شبکه هستند. ابتدا به گونه‌ای عمل می‌شود که واحدهای تولید متصل به شبکه بمانند، درحالی که حفاظت شبکه به دنبال هدفی برعکس یعنی قطع آن‌ها از شبکه می‌باشد. این دو تابع متضاد با یکدیگر عموما با ثابت‌های زمانی مجزا از یکدیگر هستند.
نیازمندی‌ها برای شبکه‌های با الکترونیک قدرت غالب، مانند محدودیت تغییرات توان، مد جابجا کننده فاز در بار، کنترل اولیه، تعادل سه فاز (کنترل توالی منفی)، میرایی نوسانات هارمونیکی، قابلیت راه‌اندازی مجدد، حالت بهره‌برداری جزیره‌ای، سنکرون‌سازی پس از جزیره‌ای شدن و تداخلات ارتباطی هنوز باید توسعه یابند.

4. محاسبه امپدانس نقطه اتصال به شکه
امپدانس شبکه، برای هر عنصر الکتریکی متصل به شبکه نشان داده می‌شود (ژنراتورها، بارها، ترانسفورماتورها، کابل‌ها و…). همه آن‌ها باهم یک امپدانس مختلط را شکل می‌دهند که عموما دارای نقطه رزونانس است. در اکثر حالات، تنها امپدانس شبکه در فرکانس 50 Hz مشخص است. در این قسمت یک روش تحلیلی ارائه می‌شود تا وابستگی‌های اساسی نقاط رزونانس به نقاط اتصال شبکه و خصوصیات اینورترها شناسایی شود. در مرحله برنامه‌ریزی واحدهای بادی و خورشیدی، اکثرا امپدانس شبکه بصورت انحصاری برای محاسبه حداکثر توان قابل نصب مورد استفده قرار می‌گیرد. تاثیر امپدانس شبکه بر میرایی هارمونیک‌ها، فعل و انفعالات اینورترهای شبکه و در نتیجه بر نقاط رزونانس اغلب ناچیز در نظر گرفته می‌شوند.
A. محاسبه رزونانس فیلتر LCL شبکه
بمنظور صحبت در مورد رزونانس‌های نقطه اتصال شبکه در یک واحد PV شکل 3 استفاده می‌‌شود. بخش‌های الکترونیک قدرت اینورترها با نمادهای در شکل 3 نشان داده شده‌اند. ولتاژهای خروجی از IGBT به شکل مستطیل بوسیله فیلتر LC اینورترهای داخلی فیلتر می‌شوند . استفاده تنها از یک فیلتر LC داخلی در عمل برای گسترش فیلتر با اندوکتانس نشتی ترانسفورماتور تغذیه به یک فیلتر LCL ، بسیار رایج است.
در مرحله اول، امپدانس شبکه، تنها با امپدانس مشخص می‌شود. تاثیر خازنی کابل‌ها و خطهای هوایی بعدا بوسیله خازن مدل خواهد شد. برای ساده‌سازی محاسبات تمام عناصر مقاومتی صرفنظر می‌شوند.
در آزمایش‌ها، مشابه اندازه‌گیری‌های تئوری، مشخص شد که الگوریتم‌های کنترل اینورترها همیشه در محدوده تغییر نقطه رزونانس پایدار نیستند. نتیجه پایداری نامناسب بین مقادیر بزگتر از هارمونیک‌ها تغییر می‌کند یا با قطع چندین اینورتر این نتیجه ضعیف‌تر می‌شود. در خطی که تلفات تغذیه، خرابی اینورترها یا خروج‌های ناخواسته عناصر سیستم با خطاهای شبکه رخ می‌دهند، بمنظور تضمین یک بهره‌برداری پایدار از واحدهای PV تعداد واحدهای موازی و محدوده امپدانس شبکه باید در طول ایجاد فیلتر شبکه و طراحی کنرل‌کننده جریان اینورترها در نظر گرفته شوند. بعلاوه، روش‌های میرایی اکتیو می‌تواند استفاده شوند.

D. تاثیر متوسط ولتاژ کابل‌کشی بر رزونانس فیلتر LCL
خازن کابل، در شکل 3 نشان داده شده است، که یک نقطه رزونانس دوم به تابع انتقال اضافه می‌کند. بدلیل فاصله کم بین ایستگاه‌های اینورتر در واحد PV بخش‌های سری می‌توانند صرفنظر شوند و مدار معادل را می‌توان بصورت یک خازن موازی متصل ساده نمود. برای محاسبه مقدار کل طول کابل با سطح ولتاژ متوسط در نظر گرفته می‌شود.
هر دو تخمین به همراه شکل 6 نشان می‌دهند که برای کابل با مقدار بزرگتر، نقاط رزونانس مجددا به مقدار فرکانس‌های پایین‌تر تغییر می‌کنند. نقطه رزونانس می‌تواند در محدوده فرکانس کلیدزنی اینورتزهای مرزی باشد.
محاسبه میرایی تابع انتقال در نقاط رزونانس بدلیل اینکه بخش‌های مقاومتی نامعلوم هستند، دشوار می‌باشد. قبلا ذکر شد که جریان‌ها برای شارژ خازن کابل ولتاژ متوسط در حالت عدم وجود منابع بادی محدودیت‌ها برای هارمونیک‌ها را نقض می‌کند.

به حداقل رساندن مدارهای ترکیبی سه تایی CNTFET با استفاده از خنثی سازی تکنیک لیترال

Minimization of CNTFET Ternary Combinational Circuits Using Negation of Literals Technique

چکیده

یک طراحی چند-آستانه ای را می توان با استفاده از به کارگیری نانولوله های کربنی (CNTها) با قطرهای مختلف به دست آورد, زیرا ولتاژ آستانه ترانزیستور اثر میدانی نانولوله کربنی (CNTFET) بستگی به قطر CNT دارد. در این مقاله، این ویژگی برای طراحی مدارهای منطقی سه گانه به منظور دستیابی به عملکرد بهبود یافته مورد استفاده قرار می گیرد. ما طراحی جدیدی را برای مدارهای ترکیبی سه تایی مبتنی بر-CNTFET مانند نیمه جمع کننده، جمع کننده کامل، نیمه کم کننده، کم کننده کامل و مقایسه کننده با استفاده از خنثی سازی تکنیک لیترال ارائه می نماییم. نتایج گسترده شبیه سازی با استفاده از شبیه ساز Synopsis HSPICE نشان می دهد که استفاده از بهبود 5-145 برابری تکنیک جدید در محصول تاخیر توان را می توان با تعداد کاهش یافته گیت ها در مقایسه با طراحی گیت ترکیبی سه تایی-باینری موجود به دست آورد.

1. مقدمه
منطق چند-مقداری, خصوصیات بولی کلاسیک متغیرها را با چند مقدار متناهی یا نامتناهی مانند منطق سه گانه [1] و یا منطق فازی جایگزین می کند، زیرا تعداد سیگنال های درگیر در ارتباطات را که موجب افزایش محتوای اطلاعات می شود کاهش می دهد و در نتیجه موجب کاهش پیچیدگی اتصالات داخلی و مساحت تراشه می شود [2-4]. هدف نهایی استفاده از منطق چند-مقداری بر منطق دودویی اینست که (I) مساحت تراشه را می توان با انتقال اطلاعات بیشتر MVL از طریق هر یک از سیم ها کاهش داد, (II) پیچیدگی مدار را می توان کاهش داد زیرا هر عنصر MVL می تواند اطلاعات بیشتری را نسبت به عنصر باینری پردازش نماید و (III) سرعت انتقال اطلاعات سریال می تواند سریع تر از زمان انتقال اطلاعات PU افزایش یابد. مدارهای سه تایی نسبت به دیگر منطق های MVL از اهمیت نظری برخوردار هستند زیرا (i) 3, ریشه کوچکتر بزرگتر از توابع دوتایی و سه تایی است و این مدارات دارای شکل و ساختار ساده تر هستند (ii) ضرب ریشه و تعداد سیگنال ها بر هزینه و پیچیدگی مدارهای MVL تاثیر دارد، مدارهای سه تایی مقرون به صرفه تر خواهند بود (iii) همان سخت افزار از منطق سه گانه متعادل (1، 0، -1) برای جمع و تفریق استفاده می شود، و (iv) 3 یک توان انتگرال از 2 نیست، تحقیق در مورد منطق سه گانه, تکنیک های طراحی را نشان می دهد که در مطالعه منطق باینری یا MVL دیگر نادیده گرفته شده اند.
با استفاده از منطق سه گانه، عملیات های محاسباتی موازی-سریال و سریال را می توان سریع تر انجام داد. در بسیاری از موارد، منطق MVL با منطق باینری ترکیب شده است تا عملکرد فن آوری هایCMOS ارتقا یابد [5]. سه نوع از مدارات MVL, حالت-جریان، حالت-ولتاژ و حالت هیبرید و یا حالت ترکیبی هستند. چند مدارات MVL حالت-جریان ساخته شده اند که کارکردهای بهتر را در مقایسه با مدارهای باینری نشان داده اند [6-8]. اما مصرف توان مدارهای حالت-جریان با توجه به ماهیت ذاتی جریان ثابت آن در طول عملیات بالا است. مدارهای حالت ولتاژ تنها در طول سوئیچینگ سطح منطقی, یک جریان بزرگ را مصرف می کنند و در نتیجه مصرف برق کمتری دارند.
طراحی منطق چند-مقداری به خودی خود در فناوری نانو برای سرعت بهبودهای توان مورد نیاز در سیستم های دیجیتال کافی نیست, در نتیجه دستگاه های جدید و مدارهای کشف شده برای جایگیزینی سیلیکون در ترانزیستورهای مقیاس نانو مورد بررسی قرار گرفته اند. در میان همه، CNTFET یک جایگزین امیدوارکننده برای دستگاه های معمولی است و دلیل آن توان کم و طراحی با کارایی بالا با توجه به حمل و نقل بالستیک و ویژگی های جریان خاموش آن می باشد [9-13]. طراحی چند-آستانه به اثرات بدنه ترانزیستور بستگی دارد که برای ولتاژهای بایاس متفاوت برای ترمینال بالک ترانزیستور اعمال می شود. زمانی که ولتاژ آستانه یک CNTFET توسط قطر CNT تعیین می شود, یک طراحی چند-آستانه را می توان با استفاده از نانولوله های کربنی با قطرهای مختلف در مدل CNTFET به دست آورد.
دامنه کاربرد این مقاله, پیاده سازی طراحی منطقی چند-مقداری جدید مبتنی بر CNTFETهای چند-آستانه برای کشف امکانات و مزایا در تحقق مدارهای CNTFET با کاهش T-گیت با استفاده از خنثی سازی روش لیترال ها می باشد. در این مقاله، طراحی جدید برای مدارهای ترکیبی CNTFET پیشنهاد، توصیف و ارزیابی شده است. نتایج شبیه سازی گسترده با استفاده از شبیه ساز Synopsys HSPICE, مزایای قابل توجهی از طرح پیشنهادی را از نظر سرعت و مصرف برق در مقایسه با طراحی منطقی چند-مقداری موجود نشان می دهد.

Abstract

A multi-threshold design can be achieved by employing carbon nanotubes (CNTs) with different diameters, as the threshold voltage of the carbon nanotube field effect transistor (CNTFET) depends on the diameter of the CNT. In this paper, this feature is exploited to design ternary logic circuits for achieving improved performance. We presented new design for CNTFET-based ternary combinational circuits such as half adder, full adder, half subtractor, full subtractor and comparator using negation of literals technique. Extensive simulation results using Synopsis HSPICE simulator demonstrate that using new technique 5–145 times improvement in power delay product can be achieved with reduced gate count compared to the existing ternary–binary combinational gate design.

1 Introduction

Multi-valued logic replaces the classical Boolean characterization of variables with either finitely or infinitely many values such as ternary logic [1] or fuzzy logic, since it reduces the number of signals involved in the communication increasing their information content, thereby reducing complexity of interconnects and chip area [2–4]. Ultimate goal of using multi-valued logic over binary logic is that (i) Chip area can be reduced by transmitting more MVL information through each wire than binary (ii) Complexity of the circuit may be decreased since each MVL element can process more information than binary element and (iii) speed of serial information transmission can be faster since the transmitted information p.u time is increased. Ternary circuits may be of more theoretical significance than other MVL logics as (i) 3 is the smaller radix greater than binary and ternary functions and circuits have the simpler form and construction, (ii) the product of radix and the number of signals have impact on the cost or complexity of MVL circuits, ternary circuits will be more economical, (iii) the same hardware of balanced ternary logic (1, 0, −1) is used for addition and subtraction, and (iv) 3 is not an integral power of 2, research on ternary logic may reveal design techniques that are overlooked in the study of binary or other MVL logic. By employing ternary logic, serial and serial parallel arithmetic operations can be carried out faster. In many cases, MVL logic has been combined with binary logic to enhance the performance of CMOS technologies [5]. Three kinds of MVL circuits are current-mode, voltage-mode and mixedmode or hybrid mode. Several current-mode MVL circuits have been fabricated which show better performances compared to binary circuits [6–8]. But the power consumption of current mode circuits is high due to their inherent nature of constant current flow during the operation. Voltage mode circuits consume a large current only during the logic level switching, thus offering less power consumption. The multi-valued logic design by itself is not enough in nanotechnology for speed of power improvements needed in digital systems, as a result new devices and circuits have been explored to replace silicon in nanoscale transistors. Among all, CNTFET is a promising alternative to replace conventional devices for low power and high performance design, due to its ballistic transport and low off current properties [9–13]. The multi-threshold design depends on the transistor body effects that apply different bias voltages to the bulk terminal of the transistors. As the threshold voltage of a CNTFET is determined by the CNT diameter, a multi-threshold design can be achieved by employing CNTs with different diameters in the CNTFET model. The scope of this paper is to implement novel multi-valued logic design based on multi-threshold CNTFETs to explore the possibilities and advantages in realizing CNTFET circuits with reduced T-gates by employing negation of literals technique. In this paper, new design for CNTFET combinational circuits is proposed, described and assessed. Extensive simulation results using Synopsys HSPICE simulator demonstrate significant advantages of proposed design in terms of speed and power consumption compared with existing multi-valued logic design.

مقالات انگلیسی و ترجمه های فارسی رایگان با فرمت PDF آماده دانلود رایگان میباشند

همچنین ترجمه مقاله با فرمت ورد نیز قابل خریداری و دانلود میباشد

مقاله انگلیسی رایگان (PDF)

ترجمه فارسی رایگان (PDF)

خرید ترجمه با فرمت ورد

فهرست مقاله:

چکیده
1. مقدمه
2. استفاده از FACTS برای پایداری دینامیکی
A. جبران کننده استاتیک ولتاژ (SVC)
B. جبران کننده استاتیک همزمان (STATCOM)
3. توصیف سیستم تحت بررسی
4. طراحی و استراتژی کنترل
5. نتایج شبیه سازی
6. تایید تجربی
7. نتیجه گیری

بخشی از ترجمه فارسی مقاله:

1. مقدمه
خورشید منبع نامحدود انرژی است و به طور گسترده احساس می شود که در صورتی که انرژی خورشیدی با استفاده از فوتو ولتاییک خورشیدی جذب شود، آنگاه می تواند با تمامی نیازهای انرژی انسان سازگار شود. فناوری های PV نوار باریک و کریستالی با سرعت زیاد تکامل یافته اند، تفسیر PV خورشیدی در میان محبوب ترین جایگزین های سوخت فسیلی مبتنی بر انرژی های مرسوم قرار دارد. پژوهش های گسترده ای در این زمینه منجر به امکان یکپارچه سازی تولید بزرگ و متمرکز PV (CPVG) با شبکه برق شده است. این کار همراه با کاهش قابل توجه در قیمت های پنل PV، علاقه بی سابقه ای در این حوزه ایجاد کرده است. CPVG دارای توان بالقوه زیادی برای خدمت رسانی به عنوان منبع بزرگ انرژی الکتریکی است [1]. بسیاری از کشورها قبلا ماموریت های بلند پروازانه یکپارچه سازی ظرفیت زیاد CPBG با شبکه برق خود آغاز کرده اند. در حقیقت به CPVG می توان کارکردهای بیشتری به عنوان بخشی از ساختار شبکه هوشمند اختصاص داد [2].
انباشتگی تعداد زیادی سیستم های شبکه PV به ویژه CPVG ها منجر به چالش ها و مسائل جدیدی همانند پایداری سیستم برق، مشخصه ولتاژ شبکه و کیفیت تنظیم و توان می شود. این عوامل محدودیت بیشتری بر نفوذ PV برای یک فیدر با ظرفیت داده شده یا سیستم با ظرفیت پایین تحمیل می کند. این محدودیت برای تضمین این مساله است که پارامترهای عملیاتی در محدوده مشخصات مورد نظر حتی تحت اغتشاش های دینامیکی برای امن سازی کاربری و سیستم تولید توزیع شده PV (PV-DGS) قرار دارند [3].
صحبت درباره پایداری، مساله مهمی است که از در نظر گرفتن ماهیت “با ماندگاری کمتر” اینورترهای توان حاصل می شود که برای تعامل PV خورشیدی با شبکه مورد استفاده قرار می گیرد. اگرچه علاقه مندی رقابتی برای یکپارچه سازی منابع فوتو ولتاییک با ظرفیت بالا در شبکه منجر به نسخه های با اثربخشی زیاد اینورترها و روش های کنترل شده است، ارتباط با ماندگاری کم PV-DGS مبتنی بر VSI همچنان تحمیل محدودیت های بیشتر بر استفاده از شکل متداول کنترل اینورتر را ادامه می دهد.
متعادل کننده های متداول برق (مانند AVR و غیره) مرتبط با تولید ایستگاه ها همچنان به عنوان بخش اصلی پایداری دینامیک سیستم های برق در نظر گرفته می شوند [4]. با این حال، با توجه به پیشرفت های صورت گرفته در فناوری، تجهیزات FACTS (مانند SSSC، SVC، STATCOM و غیره) در حال حاضر به طور متداول برای ارتقا بیشتر پایداری دینامیک سیستم برق مورد استفاده قرار می گیرند [5-8]. آن ها برای کاهش نوسانات الکترومغناطیسی با فرکانس پایین مورد استفاده قرار می گیرند که به دلیل اغتشاش در سیستم های ضعیف به وجود می آید. همچنان انحراف گسترده زاویه توان و نوسانات طولانی مدت ممکن است سبب خارج شدن سیستم از فعالیت اصلی شود. این مساله در سناریو شبکه های هوشمند یکی از حوزه های چالش برانگیزی است که منابع انرژی تجدید پذیر و پویا به شبکه مانند سیستم های PV با نفوذ بالا متصل می شوند [9,10].
اثرات جانبی نفوذ زیاد منابع PV با ظرفیت بالا بر پایداری دینامیکی سیستم های برق (توان) توسط محققان متعددی مورد بررسی قرار گرفته است [10-12]. Yazdani و همکاران [13] روند مدل سازی یک سیستم PV بزرگ را برای تحلیل و شناسایی مسائل بالقوه مرتبط با نفوذ PV زیاد ارائه داده اند. Du و همکاران [11] گزارش داده اند که کنترل متداول ایستگاه های تولید PV که محدودیت بحرانی نفوذ می رسند، گشتاور محرک منفی را القاء می کنند. نویسندگان دیگر [12] موارد مطالعاتی مربوط به منابع PV بزرگ را ارائه کرده اند که سیستم متداول برق نفوذ می کنند و نتیجه گیری کرده اند که توانایی سیستم برق برای مدیریت نوسانات الکترومغناطیسی با افزایش سطوح نفوذ، کاهش می یابد. برخی نویسندگان دیگر [10] با کار بر روی موارد مشابه به این نتیجه رسیده اند که 20 درصد نفوذ PV منجر به نوسانات زیاد زاویه های نسبی توان بین ژنراتورها پس از گسست های آغاز شده ادامه می یابد.
دیگر چالش های مرتبط با نفوذ PV زیاد مانند تغییرات ولتاژ باس های بار و جریان معکوس توان به دلیل ماهیت متناوب انرژی خورشیدی، نیز توسط نویسندگان دیگر گزارش داده شده است [14-16]. آن ها نتیجه گیری کرده اند که استانداردهای عمومی همانند IEEE 1547 [3] نیازمند تغییرات مناسب برای سازگاری با پیشرفت ها در تکنیک های کنترل سیستم های متداول شبکه PV هستند. برخی محققان [17] سطوح جریان خطا را با وجود شبکه بزرگی از اینورترهای PV (PV-DGS) تعیین کرده اند در حالی دیگران [1] درباره برنامه ریزی تولید، زمان بندی و ارسال برق در حضور سیستم های شبکه PV بزرگ و متمرکز بحث کرده اند. مقالات محدودی در دسترس قرار دارد که درباره عملکرد کمک کننده DGS برای ارتقا پایداری دینامیک بحث کرده اند. البته بیشتر کارهای گزارش شده بر مبنای کنترل توان فعال است که نیازمند منابع قابل اطمینان مانند سلول سوختی است [18]. برخی نویسندگان دیگر [2,19] مدرن سازی شبکه توان در فضای سیستم های FACTS و DGS با اختصاص کارکردهای بیشتر به آن ها برای امنیت سیستم برق پیشنهاد داده اند.
به طورکلی مشاهده شده است که مقالات موجود اساسا درباره پیامدهای تزریق توان زیاد PV به سیستم برق و معایب پارامترهای سیستم تحت این شرایط بحث می کنند. براساس دانش نویسندگان، پیشنهادها یا توصیه های زیادی درباره روش های کنترل دیگر برای وجود ندارد که امکان تزیق توان PV بیشتر به سیستم موجود بدون اثرات جانبی را داشته باشد. علاوه بر این، پیشنهادات برای ارتقا ظرفیت ایستگاه PV برای یکپارچگی با شبکه نیازمند تغییر زیاد زیرساخت و یکپارچگی ذخیره سازی انرژی است.
کار ارائه شده بر نحوه بهبود پایداری دینامیک سیستم در حضور PV-DGS با ظرفیت بالا بحث می کند. این مساله با استفاده از یک قانون ویژه کنترل به دست می آید که به طور تحلیلی از مدل کارکرد ساختار حفظ انرژی (SPEF) به دست می آید. این کنترل کننده های طراحی شده تنها با سیگنال های اندازه گیری شده به صورت محلی کار می کنند. بنابراین، دستیابی و یکپارچه سازی آن ها با سیستم ساده است. علاوه بر این، تکنیک پیشنهادی مستقل از محل نصب منبع PV در سیستم است و در نتیجه به کنترل توان فعال از جمله MPPT خللی وارد نمی کند. با توجه به افزایش تقاضا برای اصلاح استانداردهای موجود، فرض این که آینده نزدیک تحت حاکمیت شبکه های هوشمند قرار دارد بسیار خوب است و امکان اجرای نصب های PV بزرگ با کنترل مناسب پارامترهای حیاتی سیستم توان، حداقل در طی مرحله گذرا، وجود دارد.

بخشی از مقاله انگلیسی:

I. INTRODUCTION

THE SUN IS THE ultimate source of energy and it is widely felt that if solar energy is prudently tapped using solar photovoltaic (PV) technology, it can meet all the energy requirements of the mankind. Both crystalline and thin film PV technologies have evolved at tremendous pace, rendering solar PV amongst the most popular alternatives to fossil fuel based conventional energy. Extensive research efforts in the area have led to the possibilities of integrating large, centralized PV generation (CPVG) with the power grid. This, coupled with considerable reduction in PV panel prices, has raised unprecedented interest in this area. CPVG has a huge potential to serve as a large capacity electric energy source [1]. Many countries have already embarked upon ambitious missions of integrating large capacity CPVG with their power grid. In fact, the CPVG can be assigned additional (ancillary) functionalities as part of smart grid structure [2]. The accumulation of a large number of PV-grid systems, especially the CPVG’s, have led to new challenges and issues such as power system stability, grid voltage profile and regulation and power quality. These factors impose an upper limit on the PV penetration for a given capacity feeder or small capacity system. This limit is to guarantee that, the operating parameters are within rated specifications, even under dynamical disturbances to secure both utility and PV distributed generation system (PV-DGS) [3]. This paper focuses on the stability aspect of the power grid under large PV penetration. Talking about stability, a major issue arises on account of the “inertia-less” nature of the power inverters which are used to interface the solar PV with the grid. Although competitive interest for integration of large capacity photovoltaic sources to the grid has resulted in several highly efficient versions of inverters and control schemes—the inertia less interfacing of VSI based PV-DGS continues to impose many limitations on the use of conventional form of inverter control. Conventional power system stabilizers (e.g., governor, AVR etc.) associated with generating stations continue to be the mainstay of a power system’s dynamic stability [4]. However, with advancement in technology, FACTS devices (eg. SSSC, SVC, STATCOM, etc.) are now commonly used for further enhancing the dynamic stability of the power system [5]–[8]. They are used to damp out the low frequency electromechanical oscillations arising due to disturbances in weak systems. Yet, a wide deviation of power angle and prolonged oscillations may result in the system falling out of step or getting bifurcated into small islands. In the smart grid scenario, this is one of the challenging domains where inertia-free renewable energy sources are coupled to the grid, e.g., high penetration PV systems [9], [10]. Adverse effects of high penetration of large capacity PV sources on the dynamic stability of power system have been studied by some researchers [10]–[12]. Yazdani et al. [13] have presented the modeling procedure of a large PV system to analyze and identify the potential issues with high PV penetration. Du et al. [11] have reported that conventional control of PV generating stations, exceeding a critical penetration limit, induces negative damping torque. Other authors [12] have presented case studies of large PV sources penetrating the conventional power system and have concluded that the power system’s ability to handle electromechanical oscillations reduces with increasing penetration levels. Working on similar lines, some other authors [10] have concluded that 20% PV penetration causes large oscillations of relative power angles between generators followed by fault initiated transients. Other challenging issues associated with large PV penetration, such as voltage variations of load buses and reverse power flow due to the intermittent nature of solar energy, have also been reported by some authors [14]–[16]. They have concluded that the prevailing standards, e.g., IEEE 1547 [3] need appropriate amendments to accommodate advancements in control techniques of the conventional PV-grid system. Some researchers [17] have determined the fault current levels in the presence of large grid tied PV inverters (PV-DGS) while others [1] have discussed the planning of generation, scheduling and power dispatch in the presence of large centralized PV-grid systems. Limited literature is available that discusses the ancillary functionality of DGS for dynamic stability enhancement. Almost all the reported work is based on active power control that requires reliable sources, e.g., fuel cell [18]. Some other authors [2], [19] have recommended modernization of the power grid in the environment of FACTS and DGS by assigning additional functionalities to them for power system security. Overall it is observed that the existing literature mainly discusses the consequences of high PV power injection into the power system and failure of the system parameters under these conditions. To the best of authors’ knowledge, there are not many suggestions or proposals on alternate, better control schemes that would allow higher PV power injection into the existing system without any adverse effects. Moreover, the proposals for enhancing the PV station capacity to integrate with the grid require heavy modification of the infrastructure and integration of energy storage. The presented work focuses on how to improve the dynamic stability of the system in the presence of large capacity PV-DGS. This is achieved by using a special control law that is analytically derived from the structure preserving energy function (SPEF) model. The designed controller works with only locally measurable signals. Hence, it is easy to acquire and integrate them into the system. In addition, the proposed technique is independent of the location of the PV source installation in the system and does not disturb active power control including MPPT. In view of the increasing demand to revise the existing standards, it is fair to assume that in the imminent future dominated by smart grid, it will be possible to operate large PV installations by suitably controlling the critical power system parameters, at least during the transient phase.

کنترل برداری موتور سنکرون آهنربای دائم بر اساس پالس سینوسی تعدیل عرض اینورتر با کنترل کننده انتگرال متناسب

Vector Control of Permanent Magnet Synchronous Motor Based On Sinusoidal Pulse Width Modulated Inverter with Proportional Integral Controller

Abstract

This paper is concerned with vector control of permanent magnet synchronous motor (PMSM). The mathematical model of PMSM, using the powerful simulation modeling capabilities of Matlab/Simulink is implemented. The entire PMSM control system is divided into several independent functional modules such as PMSM body module, inverter module and coordinate transformation module and Sinusoidal pulse width modulation (SPWM) production module and so on. we can analyzed a variety of simulation waveforms and it provide an effective means for the analysis and design of the PMSM control system

1 Introduction

Compared with other forms of motor, Permanent magnet synchronous motor (PMSM) has better dynamic performance, smaller size and higher efficiency. In recent years, with the rapid development of electric power electronics technical, rare earth permanent magnetic materials and the increasingly sophisticated research in Permanent magnet motor. PMSM is widely used in national defense, agriculture and daily life [1]. PMSM is a multivariable, nonlinear and high coupling system. The output torque and stator current present a complicated function relation. Magnetic field can be decoupled to get a good control performance. It was no slip frequency current, less affected by the rotor parameters, easier to implement vector control [2]. Therefore, the model of PMSM vector control has become a widespread concern. The analysis of mathematical model of PMSM, with the powerful simulation modeling capabilities of Matlab/Simulink, the PMSM control system will be divided into several independent functional modules such as PMSM motor module, inverter module, coordinate transformation module and SPWM production module and so on. By combining these modules, the simulation model of PMSM control system can be built.