مبتدی (مناسب برای درک مفهوم کلی مطلب)

F2131

3 میدان مغناطیسی مورد استفاده: توضیحات و محاسبات
ژنراتور AMF متشکل از یک شیر برقی ساخته شده از یک سیم پیچ متصل به یک هسته آهنی به عنوان ماده مغناطیسی که مطابق با شکل 2 است. مدار مغناطیسی ساده شنان داده شده در شکل 3(a) را در نظر بگیرید.
4 نمونه ها
تمامی نمونه ها مطابق با مشخصات مخلوط ارائه شده در جدول 4 تهیه شدندو جهت آماده سازی نمونه ها، ابتدا سوپلاستیزر در آب حل شد. سپس، سیمان و سنگدانه ها با سرعت کم و به صورت دستی برای مدت 2 دقیقه ترکیب شدند. پس از آن، مخلوط آماده آب و سوپلازیستر برای چندین دقیقه و با سرعت پایین مخلوط شدند. در نهایت، مخلوط بتنی که به خوبی ترکیب شده بود درون قالب ها ریخته شد. بلافاصله پس از آن، نمونه های PrM بر اساس جهت مغناطیسی مجازبرای 2 دقیقه، همانند شکل 4 مغناطیسه شدند. همان طور که مشاهده می شود، به منظور جلوگیری از تماس و لرزش قالب ها در زمان مغناطیسه شدن (مغناطش) فاصله کمی میان قالب ها و دو پایانه بود. تمامی نمونه ها به وسیله دو میله فولادی با قطر 3 میلمیتر (0.12 اینچ) متراکم شدند.
برای مغناطیسه کردن نمونه های PrM، قالب ها هر دو ثانیه یکبار و به صورت پیوسته، از موقعیت خارج شده و 90 درجه چرخیده شدند، و سپس دوباره سر جای خود قرار گرفتند. نمونه ها پس از 24 ساعت از قالب خارج شده و به منظور عمل آوری در آب با دمای حدود 20 درجه سانتیگراد (68 درجه فارنهایت) قرار داده شدند.
3.5 روش آزمون
پس از 28 روز مقاومت فشاری نمونه ها در ASTM C109 اندازه گیری شد [44]. برای اطمینان از اینکه AMF بر روی سنسورها ماشین آزمایش در طی آزمون PoM نمونه ها تاثیر نگذاشته است، یک ماشین اندازه گیری غیر دیجیتال برای تمامی نمونه ها مورد استفاده قرار گرفت.
جهت مونتاژ آزمایش برای نمونه های PoM، در میان دو قطعه استوانه فولادی به قطر 70 میلیمتر (2.7 اینچ) قرار داده شدند. از این رو تقریبا تمامی AMF به سمت نمونه ها متمرکز شده و نشت مغناطیسی کاهش پیدا کرد. برای آن که شرایط آزمایش ثابت حفظ گردد، تمامی نمونه ها در زمان آزمایش میان این صفحات قرار گرفتند. انجام آزمایش برای نمونه های PoM در شکل 5 نشان داده شده است، برای اعمال AMF، پایانه های ژنراتورهای AMF به غلطک های فوقانی و تحتانی ماشین اندازه گیری متصل گردیدند. برای آزمایش هر نمونه PoM، AMF تا زمان فروپاشی نمونه ها با آن اعمال گردید.

. نتایج و بحث
4.1 نتایج تجربی و بحث
در زمانی که نمونه های PrM در معرض AMF قرار گرفته بودند، حرکت لرزشی اندکی در قالب های بتن ریز دانه تازه مشاهده گردید. این لرزش ها ممکن است ناشی از وجود ذرات باردار در سنگدانه ها و/ یا سیمان باشد.
نتایج مقایسه مقدار متوسط مقاومت فشاری نمونه ها در جدول 5 ارائه شده است. افزایش مقاومت فشاری تمامی نمونه ها در شکل 6 نمایش داده شده است. با در نظر گرفتن نتایج NM و PrM می توان مشاهده نمود که حداکثر تفاوت مقاومت میان آن ها حدود 1 درصد بوده است. بنابراین، به نظر می رسد که مغناطیسه کردن نمونه های بتنی آماده اثر اندکی بر روی رفتار بتن داشته است.
نتایج نمونه های PoM نشان می دهد که اعمال AMF به بتن سخت شده مقاومت فشاری آن را به میزان 7.8 درصد افزایش داده است. به نظر میرسد که AMF بر روی میکرو ساختارهای بتن سخت شده تاثیر گذاشته و منجر شده است که ذرات باردار میکروسکوپی در ماتریس مخلوط بتنی در جهت AMF قرار گرفته و مقاومت فشاری آن را افزایش دهند. این مشاهده نشان می دهد که بتن تازه مغناطیسه شده ممکن است در زمان قرارگیری در معرض AMF، بر روی میکروساختارها نیز تاثیر گذاشته باشد، اما در زمان غیاب AMF ممکن است به حالت قبلی خود بازگشته باشد. این ممکن است دلیل این امر باشد که چرا مقاومت فشاری نمونه های PrM نزدیک به نمونه های NM بود.
تاثیر AMF بر روی خواص بتن سخت شده می تواند از جنبه های متعددی مفید باشد و به منظور کنترل رفتار سازه ها در زمان حقیقی از طریق اعمال نیروهای مغناطیسی زمانی که نیروهای دینامیکی اتفاق می افتند، مورد استفاده قرار گیرد.
4.2 نتایج آزمون مقاومت فشاری نمونه های PoM: بحث نظری
نتایج نمونه های PoM را می توان به عنوان نمونه های بتنی با مقایس بزرگ و از جنبه های متعدد کدهای ساخت بتن مورد بحث قرار داد. در زیر، اثر اعمال AMF به بتن سخت شده زمانی که نیروهای قدرتمندی رخ می دهند ارائه شده است و گاهی اوقات، به مواردی مانند حداقل نسبت آرماتورها، مدول الاستیسیته، روابط میان تنش و کرنش، دوام، و لنگر مقاومت اسمی بتن برای ACI318-2014 پرداخته شده است. توجه داشته باشید که تمامی فرمول های ACI بر پایه مقاومت فشاری نمونه های بتنی استوانه ای هستند، اما با این حال استفاده از نتایج مقاومت نمونه های بتنی مکعبی شکل غیرمعمول نبوده و تاثیری در نتایج کلی نخواهد داشت.

فرض کنید که یک سازه بتنی با سیستم کنترل هوشمند طراحی شده است، بنابراین زمانیکه کرنش یک عضو سازه ای خاص به مقداری، به عنوان مثال نشان داده شده در شکل 8(a) می رسد، در معرض AMF قرار می گیرد. اگر مقدار AMF به صورت ناگهانی از 0 به 0.5T افزایش یابد، از لحاظ نظری انتظار می رود که دیاگرام از A به B ادامه یابد. اما، در واقع این امر به دلیل ترک هایی که در بتن ایجاد می گردد و همچنین رفتار پلاستیک غیرممکن می باشد. بنابراین، در این شرایط، نمودار از A به ادامه می یابد، که با وجود افزایش تنش میزان کرنش افزایش نیافته و یا به مقدار اندک افزایش می یابد. این نشان می دهد که مدول الاستیسیته و در نتیجه شختی بتن در این بخش بسیار زیاد می باشد. اگر مقدار AMF تا زمان دستیابی به 0.5 T به صورت تدریجی افزایش یابد، نمودار از A به نقطه ای مانند ادامه می یابد. پس از اینکه مقدار AMF در 0.5 T ثایت شد، نمودار تا زمان تخریب بتن در D ادامه می یابد.
• دوام تیر RC
• بر اساس نتایج مطالعات پیشین، می توان عنوان نمود که هر گونه تلاشی جهت افزایش مقاومت بتن منجر به افزایش دوام عضو RC [47-49] می شود. بنابراین استفاده از AMF در برخی از نواحی بحرانی سازه ای هوشمند مانند اتصالات تیر به ستون هایی که در معرض بارهای دوره ای هستند، می تواند سودمند باشد.
3 امکان سنجی این روش برای سازه های RC در مقیاس بزرگ
به نظر می رسد که استفاده از این روش در اعضای RC در مقیاس بزرگ به لطف وجود آرماتورهای فولادی از لحاظ عملی امکان پذیر می باشد. همان طور که عنوان شد، مقاومت مغناطیسی آهن در مقایسه با فضای خالی و یا خود بتن بسیار کم می باشد. بنابراین، برخی از انواع آرماتورهای ویژه می توانند انتخاب شوند تا شکاف (فاصله) ای را برای میدان مغناطیسی ایجاد نمایند و AMF اعمالی را به نقطه مورد نظر منتقل کرده، در حالی که به عنوان آرماتور هم عمل می کنند. این مثال به صورت شماتیک در شکل 9 نمایش داده شده است و این ایده را واضح را توضیح می دهد. با توجه به اینکه اینکه این آرماتورها می توانند عملکرد دو گانه داشته باشند (انتقال AMF و تقویت)، هزینه ساخت این نسل از سازه های هوشمند خیلی بالا نمی باشد. توجه نمایید که مسئله اصلی در مورد این سازه ها، تا حد ممکن پایین نگاه داشتن نشت مغناطیسی می باشد.

مبتدی (مناسب برای درک مفهوم کلی مطلب) (ترجمه به صورت ناقص انجام شده است)

BWRF پهنای باند کانال RF، NF عدد نویز RX، و بهره تنوع 3 dB فرض شده است (با توجه به مشخصات 3GPP LTE). با تضعیف دوپلکسر برابر 2 dB از آنتن به پورت RX، NF باید حداقل کمتر از 9 dB باشد. اما، در پیشرفته ترین پیاده¬سازی های تجاری، NF نزدیک به 3 dB است. همراه با سیگنال مطلوب ضعیف، مداخله گرها (که به صورت امواج پیوسته و یا سیگنال های مدوله با پهنای باند 5 مگاهرتز مدل سازی شده اند) ممکن است در فرکانس های مختلف وجود داشته باشند و حساسیت RX را از بین ببرند. موارد آزمون مربوط به مداخله گرها عبارتند از: مسدود کننده های باند باریک (NBB)، گزینندگی کانال مجاور (ACS)، مسدود کننده های IB (IBB)، مسدود کننده های خارج از باند (OBB)، اعوجاج مدولاسیون متقابل (IMD) و نشت فرستنده (TX). توان TX می تواند تا +25 dBm در آنتن بالا باشد، که باعث می شود توان خروجی پورت TX +27 dBm شود، تضعیف دوپلکسر از پورت TX به آنتن 2 dB فرض شده است. این توان TX در ورودی RX توسط مقداری از 55 dB ارائه شده توسط دوپلکسر [14] در سناریوی FDD تضعیف می شود، یعنی، نشت TX نزدیک به -28 dBm در ورودی RX ظاهر می شود. علاوه بر این، با توجه به این که فاصله دوبلکس از RX به TX ممکن است به کوچکی 41 MHz در باند 20 (در حالت LTE20)، و یا حتی 30 MHz در باندهای 12، 14، و 17 (در حالت LTE10) باشد، نشت TX یکی از مهم ترین مسدود کننده هاست که باید توسط RX کنترل شود.
از سوی دیگر، نزدیک ترین مسدود کننده ها (یعنی، نسبت به مشخصات NBB و ACS)، نمی توانند توسط دوپلکسر تضعیف شوند، چون که در داخل باند RX مورد نظر واقع شده اند. CSF ابزاری دقیق در رد نشت TX و مسدود کننده های خارج از باند است، اما تا حدودی اثر محدودی هم بر روی مسدود کننده های نزدیک دارد؛ بنابراین، RX DR (در نزدیک) عمدتاً توسط سرکوب ملايم NBB و ACS تعیین می شود. یک برآورد بدبینانه از DR، یعنی بدون توجه به شرط تخفیف یافته در REFSENS در حضور مسدود کننده ها، حدوداً برابر ACS – REFSENS = 45 dB است. در RX ارائه شده در این جا، DR نزدیک [close-in] مشخص شده در مجاورت 50 dB است، تا مقداری حاشیه برای نسبت پیک به میانگین (PAR) بالای مداخله گرهای OFDM مدوله شده فراهم کند و، به خصوص، بتواند بیش از یک مداخله گر را در کاربردهای واقعی جای دهد.

3. ملاحظات طراحی ADCSF
A. RX SNR و ADC SQNR
یکی از پارامترهای کلیدی در سنتز ADCSF نسبت سیگنال به نویز تدریج آن (SQNR) است. شرط ADCSF SQNR را می توان از مشخصات RX معرفی شده در بخش قبلی به دست آورد. به منظور دستیابی به RX NF برابر 3 dB، کف نویز PN ورودی RX در حالت LTE20 باید به صورت زیر باشد:

با ولتاژ تفاضلی مقیاس کامل ±600 mV برای کوانتایزر DSM و بهره 50 dB برای RX، سیگنــــــــال ورودی -45 dBm، در خروجی RX، 0 dBFS تولید می کند. برای اجتناب از قطع کوانتایزر DSM، در آینده فرض می کنیم که حداکثر RX SNDR در خروجی -3 dBFS رخ می دهد (یعنی، برای توان سیگنال رجوعی ورودی -45 – 3 = -48 dBm). سپس، IB RX SNDR حاصل را نمی توان به راحتی به صورت (-48) – (-98) = 50 dB محاسبه کرد. برای اطمینان از این که بیشترین PN ناشی از RF پیشرو است، کف نویز ADCSF باید حداقل 10 dB کمتر از PN باشد. علاوه بر این، در طراحی توان کارآمد DSM (در این کار، طراحی ADCSF)، نویز تدریج باید حداقل 10 dB کمتر از نویز حرارتی باشد [15]. بنابراین، SQNR برای ADCSF باید حداقل 70 dB باشد.
از سوی دیگر، محدودیت های فیلترینگ در ADCSF را می توان از مشخصات مسدود کننده شرح داده شده در بخش قبلی استنتاج کرد. اگر موارد آزمون NBB و ACS بر شرط ADCSF DR غالب باشند، مداخله گرها از دیگر موارد آزمون، همراه با نشت TX، باید به اندازه کافی قبل از ورود به DSM تضعیف شده باشند، در نتیجه یک فیلتر تهاجمی لازم است. سازش بین حساسیت و گزینندگی ADCSF در بخش III-D بحث شده است.

B. مرتبه ADCSF در مقابل DSM
برای تأکید بر اهمیت مرتبه DSM، مدل کلی یک ADCSF (شکل 3) استفاده شده است، که در آن STF کلی به صورت زیر است: بدیهی است، ماهیت STFDSM ممکن است تأثیر زیادی بر روی STFADCSF داشته باشد. شکل (a)4 و (b)4 طرح های ساده شده CT DSM ها را نشان می دهند، که صریحاً از همتایان زمان گسسته خود MOD1 و MOD2 [15] مشتق شده اند. کوانتایزر داخلی به صورت یک نمونه بردار ایده آل با فرکانس نمونه برداری fs برابر 296 MHz مدل سازی شده است، متناظر با موردی که در آن ADCSF در حالت LTE20 عمل کرده، و از بدون بازگشت به صفر (NRZ) DAC ها استفاده شده است. تأخیر زمانی اختصاص داده شده، Td، بین کوانتایزر و فیدبک DAC نصف دوره نمونه برداری تنظیم شده است، در حالی که DSM NTF اسمی با اضافه کردن فیدبک مستقیم مسیر k0 به دور کوانتایزر دوباره بازسازی شد. پاسخ اندازه و فاز STFDSM برای DSM مرتبه صفر، مرتبه اول و مرتبه دوم در شکل 5 نشان داده شده است (که در آن مرتبه صفر DSM یک flash ADC ساده است). هنگامی که مرتبه DSM از دو به یک کاهش می یابد، در 50 dB تأخیر فاز در حدود 30̊ کاهش می یابد. مسیر مستقیم k0 به یک جمع کننده اضافی قبل از کوانتایزر نیاز خواهد داشت. برای صرفه جویی در توان، یک گزینه پرکاربرد وارد کردن یک صفر در آخرین انتگرالگیر [16] و تبدیل آن به یک جزء انتگرالی- تناسبی (PI) است، همان طور که در (c)4 شکل نشان داده شده است. در این شکل مسیر تشکیل شده توسط kpi و a1 معادل k0 در شکل (b)4 است. علاوه بر این، مسیر فیدفوروارد kpi یک صفر در STFDSM وارد می کند، که هموار بودن STFDSM را گسترش و شیفت فاز آن را کاهش می دهد (شکل 5). همان طور که می توان از (2) دریافت، تغییرات اندازه و شیفت فاز STFDSM، STFADCSF را تغییر می دهد؛ بنابراین، یک DSM مرتبه پایین، مانند DSM مرتبه اول شکل 4، برای رسیدن به یک STFADCSF مقاوم ترجیح داده شده است. گام بعدی در ساده سازی DSM اجتناب کامل از فیلتر حلقه DSM است، که DSM را به flash ADC ساده STFDSM = 1 در تمام فرکانس ها کاهش می دهد (با فرض این که در این مورد DACD در شکل 3 لازم نیست). این می تواند انتخاب DSM کامل برای ADCSF باشد، اما به علت عدم شکل دهی نویز تدریج در DSM این چنین نیست. با این وجود، بعداً نشان داده خواهد شد که یک ADCSF با DSM مرتبه صفر انتخاب کاملاً مناسبی است، اگر SNDR و نمودار مشخصات فیلترینگ ADCSF خیلی دقیق نیست.

C. ADCSF در مقابل مرتبه و نوع CSF
با کاهش مرتبه DSM، سرکوب نویز تدریج آن به شدت وابسته به NTF بخش CSF از ADCSF است (به همین روش مانند DSM معمولی، NTF CSF به صورت تابع انتقال منبع نویز واقع در خروجی آخرین انتگرالگیر CSF تعریف شده است). از آن جا که هر دوی STF و NTF قطب های یکسان دارند، و قطب های CSF به طور کامل توسط عمل فیلترینگ مطلوب از CSF تعیین می شود، سرکوب نویز در باند فراهم شده توسط CSF بسیار به انتخاب نوع و مرتبه فیلتر وابسته است، و مهمتر از همه به نسبت rCSF فرکانس قطع CSF، fc، به پهنای باند کانال (سیگنال) fsig بستگی دارد[5].
طراحی DSM معمولی معمولاً از افزایش مرتبه فیلتر حلقه بهره می برد، تا زمانی که پایداری تضمین شده باشد. با این حال، این حالت همیشه در مورد ADCSF صحیح نیست. شکل 6 پاسخ اندازه NTF یک CSF با STF چبیشف نوع I و STF باترورث را نشان می دهد. فرکانس نسبت به فرکانس های قطع CSF، fc, cheb و fc, butter نرمالیزه شده است که در آن fc, cheb آخرین عبور از 0 dB برای STF چبیشف است، در حالی که fc, butter پهنای باند -3 dB برای STF باترورث است. با افزایش مرتبه فیلتر از چهار به پنج، اوج دهندگی NTF چبیشف افزایش می یابد و به حد باند نزدیک تر می شود، که این امر سرکوب نویز را پاییــــن می آورد (که ممکن است، در واقع، حتی تبدیل به یک تقویت کننده نویز شود). در مقابل، سرکوب نویز باترورث با افزایش مرتبه به افزایش خود ادامه می دهد. در تمام موارد، سرکوب نویز تدریج را می توان همانند طراحی DSM معمولی، با قرار دادن عاقلانه صفرهای NTF در سراسر پهنای باند CSF، بدون تأثیر بر STF CSF، تقویت کرد.

D. گزینندگی در مقابل حساسیت
قبلاً ذکر کرده ایم که سازش بین گزینندگی CSF و سرکوب نویز DSM در ADCSF یک تابع قوی از پارامتر rCSF است. شکل 7، SQNR قابل حصول را در مقابل rCSF برای 4-1 ADCSF و 5-0 ADCSF با استفاده از CSF های باترورث، با نسبت DSM بیش نمونه برداری 16 و کوانتایزر DSM 3 بیتی در هر دو مورد نشان می دهد. با افزایش rCSF، SQNR قابل حصول افزایش می یابد و هم چنین سرکوب نویز تدریج بالاتری را برای گزینندگی کاهش یافته نشان می دهد [5]، [17]. مقدار مناسب rCSF را می توان بر اساس الزامات سیستم کلی از نمودارهای شکل 7 انتخاب کرد. در مورد 5- 0 ADCSF خود DSM به تنهایی می تواند SQNR برابر 32 dB ارائه دهد، و برای رسیدن به SQNR مورد نیاز برابر 70 dB، rCSF > 1.8 مورد نیاز است، که منجر به تضعیف ناچیز مداخله گرهای نزدیک می شود. بنابراین، 4-1ADCSF با rCSF ≈ 1.36، برای دستیابی به SQNR مورد نیاز با بدتر شدن جزئی گزینندگی نزدیک اتخاذ شده است. همان طور که در شکل 8 نشان داده شده است، در این مورد 4-1 ADCSF باعث سرکوب اضافی نویز DSM برابر با 23 dB می شود، SQNR کلی را در مقایسه با 49 dB برای CSF-DSM کاسکاد معمولی، به 72 dB افزایش می دهد، در حالی که STF بدون تغییر باقی می ماند. به عنوان نکته نهایی، و باز هم با فرض rCSF ≈ 1.36، در می یابیم که 3-1 ADCSF گزینندگی کافی ایجاد می کند، اما SQNR فقط 67 dB می شود.
E. ADCSF در مقابل متعارف DSM
همان طور که قبلاً در [7] انجام شده، لازم به ذکر است که m-n ADCSF شکل (b)1 ممکن است از لحاظ توپولوژیکی به DSM معمولی مرتبه m + n یکسان باشد. در واقع، این مورد برای پیاده سازی 4 – 1 ADCSF در بخش IV-B توصیف شده است.

با این وجود، یک تفاوت اساسی بین ADCSF و DSM معمولی وجود دارد، یعنی، قرار دادن قطب های مربوطه: در ADCSF، نشان دهنده یک سازش بین IB سرکوب نویز تدریج و فیلترینگ مسدود کننده OOB است، در حالی که تنها اولی مناسب DSM معمولی است.
به عنوان مثال، شکل 9 نمودارهای قطب-صفر در دامنه-z، NTFهای یک 4-1 ADCSF و DSM معمولی مرتبه پنجم را نشان می دهد. هر دوی NTFها به طور حداکثری مسطح بوده در فرکانس های بسیار بالا بهره 6 dB دارند. تمام صفرها برای سادگی در DC نگه داشته شده است. در DSM معمولی مرتبه پنجم، تمام پنج قطب در فرکانس های بالا قرار داده می شوند تا به شدت نویز تدریج IB را به حداقل برسانند، اما نمی توانند هیچ گونه فیلترینگی نزدیک به باندپایه ارائه دهند. از سوی دیگر، در 4-1ADCSF چهار قطب فرکانس پایین CSF (به طور عمده) فیلترینگ را انجام می دهند و یک قطب DSM فرکانس بالا شکل دهی مرتبه اول نویز تدریج را انجام می دهد، که مهمتر از همه، با چهار قطب فرکانس پایین CSF بیشتر سرکوب می شود. DSM معمولی مرتبه پنجم نویز تدریج IB بسیار پایین تری نسبت به ADCSF فراهم می کند، چون که قطب های آن برای عملکرد نویز بهینه سازی شده اند، اما این کار، در کنار نبود فیلترینگ، کاری اضافی و غیر ضروری است: مزیت اصلی این ADCSF این نیست که قطب های CSF آن شکل دهی مطلوب نویز را پیاده سازی می کند، بلکه به جای آن تقریباً به صورت رایگان و بدون بدتر شدن قابلیت فیلترینگ ADCSF شکل دهی نویز اضافی قابل توجهی ارائه می دهد.

مقالات انگلیسی و ترجمه های فارسی رایگان با فرمت PDF آماده دانلود رایگان میباشند

همچنین ترجمه مقاله با فرمت ورد نیز قابل خریداری و دانلود میباشد

مقاله انگلیسی رایگان (PDF)

ترجمه فارسی رایگان (PDF)

خرید ترجمه با فرمت ورد

فهرست مقاله:

1-مقدمه
2-مدل تئوری غیر خطی رقومی
3- اصل طراحی TWT
4-طراحی موج لوله گذرای آبشاری H-FWG
5-نتیجه گیری

بخشی از ترجمه فارسی مقاله:

مقدمه
دامنه فرکانس باندV(50-75 گیگاهرتز) یک منطقه ای از طیف موج میلی متر با کاربرد بالقوه برای ارتباطات بین ماهواره ای و رادار های با عملکرد بالا از جمله مطالعات جوی، تشخیص بقایای فضایی، مسیر یابی دقیق و تصویر برداری با وضوح بالا می باشد(1-3). با این حال، با محدودیت توان و اندازه در ایندامنه فرکانسی، هنگام استفاده از لوله موج گذرای مارپیچی(1-4) و برخیTWT های با ساختار جدید(5-7) بر روی این باند با فرکانس بالا مواجه است.با این حال برخی از TWT های فلزی(FWG TWT) میتوانند به توان بالایی دست پیدا کنند با این حال بهره کمی در یک لوله برای ناپایداری نوسان موج پسرو قوی(BWO) و نیز برای FWG آبشاری(11-12) و TWT آبشاریCC-FWG(13) بدست می اید.
به منظور دست یابی به لوله موج گذرای باند V با بهره و توان بالا به شکلی عملی، ما یک آمپلی فایر لوله موج گذرای آبشاری H-FWG را طراحی کردیم. در این طرح، ما از لوله موج گذرای پیچیده به عنوان یک آمپلی فایر طبقه اول استفاده می کنیم که دارای پهنای باند زیاد و توان بالا بوده و سپس سیگنال تقویت شده را وارد لوله گذرای FWG برای بدست اوردن توان بالا صادر می کند. لوله موج گذرای FWG دارای ظرفیت توان بالا برای ساختار فلزی بوده و به توان بالا در دامنه فرکانس باند V انتخاب می شود.
یک مدل تئوری اثر متقابل موج- پرتوی رقومی(14-15) برای تحلیل عملکرد لوله موج گذرای آبشاری FWG استفاده می شود که در MTSS قرار می گیرد(16). در این مدل، میدان های رقومی، با بدست اوردن داده هایی از نرم افزار شبیه سازی الکترومغناطیسی برای SWS دلخواه، برای اثر متقابل با حفظ تبدیل و حفظ انرژی بین پرتو و موج EM استفاده می شود. این مدل تئوری رقومی به دلیل شیوه کلی خود در فرایند اثر متقابل موج-پرتو، را می توان برای شبیه سازی و تحلیل عملکرد غیر خطی لوله موج گذرا با SWS متفاوت استفاده کرد.
یک لوله موج گذرای آبشاری FWG مارپیچی برای تست روش طراحی استفاده شده و بهینه سازی گردید. در نهایت شبیه سازی توان خروجی اشباع بیش از 34 وات با بهره اشباع بالاتر از 33 دسی بل در پهنای باند 5 گیگاهرتز در TWT طبقه اول است. و برای لوله موج گذرای FWG آبشاری با پهنای باند مشابه، بهره اشباع شده بالاتر از 18 دسی بل بوده و به توان خروجی 800 وات می رسد. پس از تطبیق توان ورودی-خروجی، لوله ابشاری کل به بهره 60 دسی بل و 800 وات در باند 5 گیگا هرتز می رسد. شکل مدل TWT ابشاری FWG در شکل 1 نشان داده شده است.
ادامه این مقاله به صورت زیر سازمان دهی شده است. بخش 2، طرح، مدل تتئوری اثر متقابل موج-پرتوی غیر خطی رقومی و بخش 3 اصل طراحی TWT را نشان می دهد. بر اساس اصل طراحی و مدل تئوری رقومی، طراحی و تحلیل TWT آبشاری H-FWG در بخش 4 نشان داده شده است. نتیجه گیری در ادامه مقاله نشان داده شده است.

بخشی از مقاله انگلیسی:

1. Introduction

The V-band frequency range (50–75 GHz) is a region of the millimeter wave spectrum with great potential application for intersatellite communications and high-performance radar applications, including atmospheric studies, space debris detection, precise tracking, and high resolution imaging [1– 3]. However, it has to face to the size and power limitation at this frequency range, when using traditional helical traveling wave tube [1, 4] and some novel structure TWTs [5–7] on such high-frequency band. However, some metal structure TWTs (Coupled Cavity (CC) TWT [8], FWG TWT [9, 10], and so on) can obtain high power but low gains in single tube for strong backward wave oscillation (BWO) instability, also for some FWG cascaded TWTs [11, 12] and CC-FWG cascaded TWTs [13]. In order to obtain a high power and high-gain V-band traveling wave tube in feasible manufacture way, we designed a novel H-FWG cascaded traveling wave tube amplifier. In this design, we use helical traveling wave tube as a first stage amplifier, which is famous for its wide bandwidth and high gain and then exported the amplified signal into the FWG traveling wave tube to get high power. The FWG traveling wave tube has large power capability for its full metal structure and is chosen to get high power in the V-band frequency range. A digitized beam-wave interaction theory model [14, 15] is used to analyze the performance of the designed helix-FWG cascaded traveling wave tube, which has been developed and included in MTSS [16]. In this model the digitized fields, getting the data from electromagnetic (EM) simulation software for arbitrary SWSs, are used to interact with the beam keeping the energy translation and conservation between the beam and the EM wave. Due to its general way to deal with the beam-wave interaction process, this digitized theory model can be used to simulate and analyze the nonlinear performance of traveling wave tube with different SWS. A helix-FWG cascaded traveling wave tube testified the design method and is optimized. Finally, the simulation of the saturated output power is above 34 W with the saturated gain above 33 dB in 5 GHz bandwidth in the first stage helical TWT. And, for the cascaded FWG traveling wave tube in same bandwidth, the saturated gain is above 18 dB achieving the output power to be 800 W. After matching the inputoutput power in the connection, the total cascaded tube achieves 60 dB gain and 800 W in 5 GHz band. The illustration of the helix-FWG cascaded TWT model is presented in Figure 1. The rest of the paper is organized as follows. Section 2 presents the sketch of the digitized nonlinear beam-wave interaction theory model, and Section 3 introduces the principle of the TWT design. Based on the design principle and the digitized theory model, the design and analysis of the H-FWG cascaded TWT are detailed in Section 4. A conclusion is followed at the end of the paper.

مقالات انگلیسی و ترجمه های فارسی رایگان با فرمت PDF آماده دانلود رایگان میباشند

همچنین ترجمه مقاله با فرمت ورد نیز قابل خریداری و دانلود میباشد

مقاله انگلیسی رایگان (PDF)

ترجمه فارسی رایگان (PDF)

خرید ترجمه با فرمت ورد

فهرست مقاله:

چکیده

I. مقدمه

II ساخت دستگاه

III بحث و نتیجه گیری

بخشی از ترجمه فارسی مقاله:

1. مقدمه
ادغام ارتباطات وایرلس(بی سیم) در الکترونیک های منعطف نیاز به ترانزیستورهای متاثر از میدان (FETs) دارد که هر دو فرکانس قطع واحد قدرت بهره برداری، fmax ، در محدوده ی فرکانسی گیگاهرتز نشان می دهند و می توانند در برابر سطوح بالایی از فشار مقاوت کنند. در حالی که بالاترین عملکرد الکترونیکی
برای فرکانس رادیویی انعطاف پذیر FET (RF-FET) در لایه های نازک نیمه هادی های Si و III-V روکش شده بر روی بسترهای پلیمری به دست آمده است ، انعطاف پذیری مکانیکی ضعیف ، محدودیت های فشار را در این دستگاه ها معمولاً به زیر ~0.25٪ [1]، [2]، با پیش فشاری در نتیجه ی بهبود جزئی محدودیت های فشار در تنش بالا تا 1.08٪ [3]. محدود کرده است.
در مقابل، گرافن یک نامزد ایده آل برای استفاده در RF-FET های انعطاف پذیر است زیرا آن هم خواص الکترونیکی استثنایی و هم ( تحرک دمایی بیش از 10000 cm2V-1S-1 و سرعت اشباع 1-5 ×107 cms-1) عملکرد اشباع بالا (محدودیت های فشار بالا تا %25) را نشان می دهد. بعلاوه سطحی با فیلم های گرافنی می تواند در فرایندهای مقیاس پذیر با استفاده از ته نشست بخار شیمیایی که خواص مکانیکی و الکترونیکی معادل را برای کریستال های گرافنی طبیعی نشان می دهد تولید شود. در حقیقت، RF-FETsهای انعطاف پذیر از گرافن CVD ساخته شده ا ند که fmax بالایی تا %8 با محدودیت های فشار %1.75 را نشان می دهد. محدودیت های کرنش (فشار) در GFETs منعطف با fmax=2.1 GHz بدست آورده شده اند.
در حالی که RF-FETs های گرافنی، عملکرد مکانیکی بهبود یافته ایی را نسبت با انهایی که از نیمه هادی های Si و III-V ساخته شده اند نشان می دهند، عملکرد الکترونیکی در محدوده ی گیگاهرتز پایین باقی می ماند. RF-FETs گرافنی منعطف با مقیاس گذاری طول کانال پایین 500 nm ساخته شده اند که پتانسیلی را برای بهبود fmax برای سطح رقابتی با نیمه هادی های سنتی توسط مقیاس گذاری طول کانال میسر می سازند. در این کار، ما RF-FETs منعطف را با گرافن CVD بعنوان مواد کانال فعال با طول کانال 260 nm ساختیم. دستگاه ها، fmax خارجی بالا تا 7.6 GHz با محدودیت های فشار بالا تا %2 را نشان دادند. این کار نه تنها، بالاترین عملکرد RF خارجی گزارش شده برای GFETs منعطف تا به امروز فراهم می کند، بلکه یک محدودیت کرنش ، مقداری بالاتر از فیلم های نازک InAs، فن اوری RF-FET منعطف با بهترین fmaxرقابتی را نشان می هد.

بخشی از مقاله انگلیسی:

I. INTRODUCTION

The desire to integrate wireless communications into flexible electronics requires field-effect transistors (FETs) which both demonstrate unity-power-gain cut-off frequencies, fmax, in the gigahertz frequency range and can withstand high levels of strain. While the highest electronic performance for flexible radio-frequency FETs (RF-FETs) have been achieved in thin films of Si and III-V semiconductors laminated on polymer substrates, poor mechanical flexibility has restricted strain limits in these devices typically to below ∼0.25% [1], [2], with pre-straining resulting in slightly improved strain limits in tension up to 1.08% [3]. In contrast, graphene is an ideal candidate for use in flexible RF-FETs, because it offers both exceptional electronic properties (room temperature mobility in excess of 10,000 cm2 V−1 s−1 and saturation velocity of 1-5 x107 cm s−1), as well as outstanding mechanical performance (strain limits up to 25%) [4], [5]. Furthermore, largearea films of graphene can be produced in commercially scalable processes by chemical vapor deposition (CVD) [6], which demonstrate equivalent electronic and mechanical properties to pristine graphene crystals [7], [8]. Indeed, flexible RF-FETs have been fabricated from CVD graphene which demonstrated fmax up to 3.7 GHz with strain limits up to 1.75% [9]. Strain limits up to 8% have been achieved in flexible GFETs with fmax = 2.1 GHz [10]. While graphene RF-FETs have demonstrated improved mechanical performance over those fabricated from Si and III-V semiconductors, electronic performance has remained in the low gigahertz frequency range. However, flexible graphene RF-FETs have only been fabricated with modestly scaled channel lengths down to 500 nm [9], [10], allowing for the potential to improve fmax to a level competitive with traditional semiconductors by channel length scaling [4]. In this work, we fabricate flexible RF-FETs with CVD graphene as the active channel material with a 260-nm channel length. The devices demonstrate extrinsic fmax up to 7.6 GHz, with strain limits up to 2%. This work not only achieves the highest extrinsic RF performance reported for flexible GFETs to date, but also demonstrates a strain limit an order of magnitude higher than in thin films of InAs, the flexible RF-FET technology with best competing fmax [2].

اندازه گیری سیستم سرعت وسیله نقلیه با استفاده از پردازش تصویر

New Vehicle Speed Measurement System with Image Processing

مبتدی (مناسب برای درک مفهوم کلی مطلب)

F1901

به طور کلی ما تلاش می کنیم تا یک سیستم اندازه گیری سرعت خودرو را با دوربین توسعه دهیم. همانطور که در بالا توضیح داده شد، گرفتن یک واضح تصویر در شرایط تاریک با مشخصات پایین غیر ممکن است. بر این اساس، ما از چراغ جلو خودرو در حال حرکت استفاده می کنیم. اول این که، این سیستم با استفاده از دوربین یک تصویر از خودروی در حال حرکت می گیرد و توسط شاتر دوربین آن را تنظیم می کند. شاتر دوربین وابسته به محیط است به این دلیل که دوربین ثابت و خودرو در حال حرکت است، چراغ جلو وسیاه نقلیه در تصویر مشاهده می-شود. دوم این که، خط روشن تصویر استخراج شده است. ما پس از تغییر و تحول در سیستم طول واقعی خط نوری را محاسبه می کنیم. ما می توانیم سرعت طول واقعی خودرو و سرعت شاتر را محاسبه کنیم. به طور کلی ما به یک دوربین دیجیتال یا دوربین نصب شده بر روی گوشی های هوشمند نیازمندیم. هزینه عملکرد سیستم می-تواند کم باشد.
2. تئوری سیستم
2.1 سیستم اندازه گیری:
فرآیند سیستم اندازه گیری در شرایط تاریک عبارتند از:
1) نصب دوربین بالای جاده ها
2) فاصله اندازه گیری مناطق نوری
3) تنظیم سرعت شاتر
4) اطلاعات ورودی مناطق اندازه گیری
5) گرفتن تصویر از وسایل نقلیه در حال حرکت
6) استخراج خط نوری تصویر
7) محاسبه سرعت وسیله نقلیه توسط خط طولی و سرعت شاتر
ساختار این سیستم در شکل 1 و 2 نشان داده شده است. برای اولین بار منطقه نوری به صورت دستی محاسبه می شود. به عنوان مثال، مناطق نوری در شکل 2 نشان داده شده است. قبل از گرفتن تصویر از وسایل نقلیه، اطلاعات فاصله در مورد مناطق نوری ضروری است.
2.2 روش محاسبه و استخراج:
در این پژوهش، ما توابع تصمیم گیری آستانه را به صورا خودکار توسعه دادیم. فرآیند استخراج خط نوری عبارتند از:
گام 1) تصویر ورودی
گام 2) محاسبه هیستوگرام میانگین وزنی
گام 3) آستانه تصمیم گیری
گام 4) فرآیند ماسک های آستانه
گام 5) تبدیل تصویری
گام 6) پردازش برچسبی
گام 7) محاسبه فاصله واقعی خط نور
اول این که، آستانه تصمیم گیری ضروری است. برخی از مناطق نوری تصویر را می توان با این آستانه استخراج کرد. این مناطق نوری شامل خط نوری است. در فرآیند بعدی انجام فرآیند تبدیل تصویری در منطقه ضروری است. در نهایت، برای حذف خط نوری از این مناطق، فرآیند برچسب زدن را انجام می دهیم. در این بخش، ما در مورد فرآیند شکل 2 توضیح خواهیم داد.
الف) محاسبه هیستوگرام تصویر و هیستوگرام میانگین وزنی
هیستوگرام تصویر محاسبه شده است. آستانه تصمیم گیری به صورت خودکار با هیستوگرام BGR در شکل 3 نشان داده شده است. با این حال، مقادیر هیستوگرام در منطقه برای مقادیر آستانه تصمیم گیری بسیار دشوار است. برای حل این مشکل، متوسط وزن هیستوگرام را محاسبه می کنیم. از تابع وزن گاوسی برای به دست آوردن هیستوگرام استفاده می شود. شکل 4 نتیجه هیستوگرام وزن گاوسی را نشان می دهد.

ب) تصمیم گیری آستانه
در مرحله بعد، برای تجزیه تغییرات هیستوگرام، با استفاده از پردازش دیفرانسیل وزن هیستوگرام را به دست می-آوریم. منظور این است که ما حداکثر شیب هیستوگرام را به دست آوریم. این شیب با نقطه A تعریف می شود.
همانطور که ما می دانیم، خط نوری دارای مقادیر روشنایی بالاتر از منطقه دیگر تصویر است. بنابراین، ما هیستوگرام وزن گاوسی را از نقطه A به سمت چپ شناسایی و تغییر مقادیر منطقه دیفرانسیل کوچک را بررسی می کنیم. سپس مقادیر روشنایی را به عنوان یک مقدار آستانه تصمیم گیری قرار می دهیم

ج) تبدیل تصویری
به منظور محاسبه فاصله خط نور، تبدیل تصویری در این مناطق ضروری است. با این حال، در این فرآیند ما می توانیم شیب خودروی در حال حرکت را محاسبه کنیم. “قبل از هر تبدیل تصویری” همانطور که در شکل 5 پیداست منطقه نوری ضروری است. برای تعیین تبدیل تصویری، ماتریس هوموگرافی باید محاسبه شود. تبدیل تصویری توسط ماتریس هوموگرافی به صورت معادله زیر به دست می آید.
چهار نقطه محتصات در مناطق نوری عبارتند از:
(x1,y1),(x2,y2),(x3,y3),(x4,y4)
این چهار نقطه مختصات در “قبل از تبدیل تصویر” در شکل 5 نشان داده شده است. نقاط مختصات هوموگرافی قبل از انتقال است. فاصله مناطق نوری h[m] در شکل 5 است.
چهار نقطه مختصات بعد از انتقال عبارتند از:
(x’1,y’1),(x’2,y’2),(x’3,y’3),(x’4,y’4) = (0,0),(imagewidth,0),(0,imageheight ) , (imagewidth,imageheight)
Image width طول پیکسل در تصویر است. imageheight ارتفاع پیکسل در تصویر است. با این اطلاعات، ماتریس هوموگرافی H به دست می آید. در نتیجه، مناطق نوری می تواند “بعد از انتقال تبدیل تصویری” در شکل 5 نشان دهد.
سپس فاصله مناطق نوری اندازه گیری می شود، h[m] ارتفاع تبدیل تصویری تصویر را می تواند به دست آورد. اگر طول خط نوری محاسبه شود، طول واقعی خط می تواند با استفاده از h[m] اندازه گیری شود.
د) فرآیند برچسب زدن:
فرآیند برچسب زدن برخلاف نتیجه تبدیل تصویری تصویر می تواند انجام دهد. در میان تعدادی از مناطق برچسب گذاری، مناطق خطی در خط نوری می توانند تصمیم بگیرند. سرانجام، طول خط نوری و سرعت شاتر، سرعت وسیله نقلیه را می تواند به دست آورد.

شبیه سازی:
ما چندین شبیه سازی را در این سیستم نشان دادیم. با استفاده از شکل های 2، 7، و 10، 10 آیفون را نشان دادیم. در گوشی اپل، تعدادی اپل وجود دارد که می تواند سرعت شاتر را به طور موثری کنترل کند. ما نتایج را در شکل های 6،8،11 نشان دادیم. نتایج تبدیل تصویری در شکل های 6،9، و 12 نشان داده شده است. در نتایج تبدیل تصویری، مناطق استخراج شده شامل خط نوری است. در نتایج تبدیل تصویری، خط نوری برداشته می شود. خط های نوری به صورت سبز نشان داده شده اند. در جدول 1 نتایج اندازه گیری نشان داده شده است. در این شبیه سازی، ما تمام این تصاویر را با این روش پیاده سازی کردیم. بنابراین، ما قادر نیستیم که مقادیر به دست آمده را با سرعت اندازه گیری مقایسه کنیم.
4. نتایج:
در این تحقیق، ما سیستم اندازه گیری سرعت وسایل نقلیه را ارائه کردیم. این سیستم می تواند مشخصات دروبین که دقیق نیست را تنظیم کند همچنین می تواند شیب حرکت خودروی در حال حرکت را هم تنظیم کند. روش توسعه این تحقیق به ویژه برای محیط های تاریک شب است. این سیستم می تواند با هزینه کم و اندازه گیری سرعت پورتابل را تجهیز کند. با این حال، ما به طور دقیق شبیه سازی نکردیم. به زودی، ما سرعت اندازه گیری را به طور دقیق بررسی می کنیم. علاوه بر این، ما سیستم اندازه گیری سرعت خودرو را به طور کلی در گوشی های هوشمند نصب کردیم و توسعه دادیم. امیدواریم که این روش بتواند در کاهش تصادفات منجر به مرگ کمک کند.

تشخیص سرعت وسیله نقلیه با استفاده از پردازش تصویر

Vehicle Speed Determination Using Image Processing

مبتدی (مناسب برای درک مفهوم کلی مطلب)

F1900

هر فریم با ROI استخراج شده ضرب می شود. قبل از این که RGB با فریم ها ضرب شود فریم ها به سطوح خاکستری تبدیل می شود. به این دلیل که از تشخیص حرکات دیگر مثل حرکت درخت ها یا هر حرکت ناخواسته دیگری جلوگیری شود. برای دریافت دقت در تشخیص وسیله نقلیه نیازمند انجام دادن آن هستیم. اختلاف مطلق هر یک از فریم ها و مدل پس زمینه پس از ضرب هر دو با ROI به صورت لحظه ای برای تشخیص وسایل نقلیه در حال حرکت استخراج می شود. نتیجه در شکل 4 نشان داده شده است.

2)  آستانه گذاری

آستانه یکی از روش های تقسیم بندی تصویر است. تصویر سیاه و سفید را به تصویر باینری تبدیل می کند.

انتخاب مقادیر آستانه در آستانه گذاری بسیار مهم است. جداسازی پیش زمینه وسیله نقلیه از پیش زمینه آستانه-گذاری استاتیک در این قسمت مورد استفاده قرار می گیرد.

3)  عملیات مورفولوژیکی:

آنها به طور کلی بخش بندی نویزهای ناقص مورد استفاده را حذف می کنند. عملیات مورفولوژی برای تصاویر باینری مناسب است. به طور کلی آنها عملیات آستانه روی تصویر خروجی انجام می دهند. در این قسمت، عملیات باز کردن، بستن و گسترش دادن انجام می شود. عملیات باز و بسته کردن برای حذف حفره های پیش زمینه شناسایی شده مورد استفاده قرار می گیرد. گسترش تعامل ساختار عنصر و پیکسل پیش زمینه است. ساختار عنصر چیزی جز تصویر باینری کوچک نیست. در این فرآیند گسترش اندازه و شکل برای تعیین کردن ساختار عنصر بسیار مهم است. نتایج حاصل از عملیات مورفولوژی در شکل نشان داده شده است. بعد از این که پیکسل های شیء انتخاب شدند برای اتصال جزئیات تجزیه و تحلیل مورد استفاده قرار می گیرد

تجزیه و تحلیل مولفه متصل برای تعریف مناطق پیکسل با اسکن پیکسل های یک تصویر مورد استفاده قرار می گیرد. از مقیاس تصاویر باینری و خاکستری استفاده می شود. این اتصال دارای اتصال 8 پیکسل مختلف یا اتصال 4 پیکسل است.

در این قسمت مولفه متصل شده تجزیه می شود و روی تصاویر باینری اتصال 8 پیکسلی انجام می دهد.

ج) استخراج ویژگی ها:

استخراج ویژگی یک جنبه کلیدی برای ردیابی خودرو در حال حرکت است. بیشتر تاریخچه روش های مختلف استخراج ویژگی در حال حاضر در دسترس است. برخی از ویژگی های وسایل نقلیه عبارتند از: شناسایی موقعیت، سرعت، رنگ، شکل، مرکز، لبه و غیره است. با توجه به نتیجه محدودیت موقعیت خودرو در شکل کشیده شده است. در این روش، مرکز و هیستوگرام وسیله نقلیه که توسط جعبع محدودیت ها احاطه شده به عنوان ویژگی انتخاب شده است. نتیجه تشخیص سرعت در شکل 7 نشان داده شده است.

د) ردیابی خودرو:

ردیابی خودرو مبتنی بر قابلیت ردیابی است. ویژگی های استخراج شده بیش تر از فریم های متوالی است.  تشخیص این که آیا همان شیء یا شیء دیگر از الگوریتم تطبیق شیء استفاده کرده است. در تطبیق شیء فاصله الگوریتم ماهالانوبیس محاسبه شده است. ماهالانوبیس برای پیدا کردن فاصله بین تشابه و تفاوت دو گروه مورد استفاده قرار می گیرد. از کواریانس دو گروه استفاده می شود.  زمانی که ماتریس کواریانس همان ماتریس است فاصله ماهالانوبیس همان فاصله اقلیدسی است.

در تطبیق شیء فاصله بین ویژگی های شیء در فریم قبلی و فریم لحظه ای ماهالانوبیس محاسبه شده است. برخی از مقادیر آستانه تنظیم شده و فاصله محاسبه شده بین آنها مقایسه شده است. اگر فاصله مقادیر آستانه کم باشد مقادیر تطبیق شیء در فریم قبلی و فریم لحظه ای همان است. بر طبق این روش مشخصات هر شیء داده شده است. نتایج حاصل از این روش در شکل 8 نشان داده شده است.

ه) تشخیص سرعت

تطبیق شناسه وسیله نقلیه شناسایی شده بیش از تعداد فریم های ردیابی شده است. تعداد کل فریم ها در همان شیء محاسبه شده است.

کل فریم های پوشش داده شده = فریم n – فریم 0

زمانی که شیء در داخل ROI قرار دا رد فریم صفر اولین فریم است و زمانی که شیء از ROI عبور می کند فریم n آخرین فریم است. همچنین فاصله دنیای واقعی در تصویر نگاشت شده است. تعداد کل فریم ها با کل مدت زمان ضرب شده و نرخ فریم ویدئو محاسبه شده است. کل زمان جابه جایی خودرو  و فاصله بین آنها در دنیای واقعی اندازه گیری و نگاشت شده است.

سرعت = فاصله/(نرخ فریم*زمان فریم)

تشخیص سرعت خودرو از فرمول بالا به دست می آید.

تجمیع فیلترهای تطبیقی تناسبی در آکوستیک: کاربردی بر ای کنترل فعال نویز

COMBINATIONS OF PROPORTIONATE ADAPTIVE FILTERS IN ACOUSTICS: AN APPLICATION TO ACTIVE NOISE CONTROL

مبتدی (مناسب برای درک مفهوم کلی مطلب)

 فیلترهای تطبیقی تناسبی برای ANC

در این مقاله، الگوریتم IPNLMS از 8 را به ANC بسط می‌دهیم . در ارائه ما، هر دو ساختار x فیلتر شده تغییر یافته و سنتی را در نظر می گیریم که منجر به دو طرح می‌شود. دو طرحی که در تمام این مقاله به ترتیب به عنوان IPNLMS-FX و IPNLMS-MFX مورد خطاب قرار می گیرند. همان طور که در 9 بحث شده است، فیلتر IPNLMS در معرض  دو مصالحه پیش رو است:

• انتخاب اندازه گام u یک مبادله را با توجه به سرعت هم‌گرائی (برای u بزرگ، سریعتر است) و اشتباه تنظیم فضای حالت (که برای u کوچک کاهش داده می‌شود) ارائه می دهد.
• یک فاکتور نامتقارن بیشترین بهره هم‌گرائی را برای سیستم های کم پشت تامین می‌کند. بهر حال، اگر راه‌حل  فیلتر چندان کم پشت نباشد، چنین تنظیماتی می تواند در حقیقت باعث کاهش عملکرد شود. موقعیت متضاد برای k=-1 دیده می‌شود. از آنجایی که سطح واقعی کم پشت بودن برای راه‌حل  به ندرت به صورت قیاسی و یا حتی متغیر با زمان شناخته می‌شود، لذا مقادیر k=0 یا k=-0.5 معمولا نشان داده می‌شوند.

در بخش بعدی، رویکردهای تجمیع را برای کاهش هر دو نوع مصالحه ارائه می کنیم.

1. تجمیع برجسته الگوریتم های IPNLMS

تجمیع تطبیقی فیلترها راهی ساده اما موثر برای بهبود عملکرد الگوریتم های تطبیقی است. اخیرا، توجه به این الگوریتم ها، در جنبه های تئوری و نیز در مطالعه و ارائه قوانین عملی برای پیاده سازی تجمیع ها فزاینده شده است. در اینجا، تجمیع دو فیلتر IPNLMS را در نظر خواهیم گرفت که متناسب با اندازه گام های آنها (u1 و u2) یا فاکتورهای نامتقارن آنها (k1 و k2) متفاوت است:

• تنظیمات و ، فیلتر سراسری از هم‌گرائی سریعتری برای فیلتری با u1 بهره می برد. این هم‌گرائی سریع تر همراه با خطای فضای حالت کوچکتر همراه با اندازه گام u2 است.
• انتخاب و  باعث می‌شود که فیلتر سراسری قادر به بهره گیری از سطح بالایی از ارائه‌شده‌اند  شود اما در موقعیتی با راه‌حل  های پاشش گرای بهینه بتواند رفتاری مقاوم نشان دهد.

در ادامه این بخش، به صورتی مختصر اصول طرح‌های تجمیع را مرور می کنیم و توجهی خاص به برخی تغیرات تک کاره خواهیم داشت. این تغییرات برای بسطشان به ANC مورد نیاز است. چنین تغییراتی از طریق تعیین مشخصات کاربرد، حضور مسیر ثانویه و دسترسی ناپذیری  برای پیکربندی FX، تراز بندی می‌شوند.

• اصول کلی برای طرح‌های تجمیع

تجمیع برجسته دو فیلتر که به‌وسیله  معادله زیر مشخص شده اند را در نظر می گیریم:

که در آن y1(n) و y2(n) برابر با خروجی های فیلترهای IPNLMS هستند و   ، برابر با پارامتر ترکیب کننده است که مشخصات تجمیع برجسته را مشخص می نماید.

برای رفتاری مناسب در فیلتر تجمیع، هر دو مولفه IPNLMS  باید به صورتی مستقل از یکدیگر و با استفاده از قوانین تطبیق دهی شان (که در بخش قبلی مرور شد) و پارامترها به روز رسانی  شوند، به طوریکه پارامترهای تجمیع باید به منظور حداقل سازی توان سیگنال خطای کلی، به روز رسانی شوند. از طرح تجمیع در 13 استفاده خواهیم کرد. این طرح تضمین می‌کند که  از طریق تعریف آن به عنوان خروجی تابع فعال سازی در محدوده قرار می گیرد.

• ساختار x فیلتر شده متعارف

تجمیع فیلترهای IPNLMS که از ساختار FX استفاده می کنند، الگوریتمی ارائه می‌دهند  که این الگوریتم را با CIPNLMS-FX مورد خطاب قرار می‌دهیم

1. نتایج شبیه سازی

در این مقاله، مجموعه ای از آزمایشات را در یک تنظیمات ANC انجام می‌دهیم  تا عملکرد الگوریتم های تطبیقی که ارائه‌شده‌اند  را نشان دهیم. با ارائه مزایای بالقوه طرح‌های تناسبی در NLMS استاندارد برای پاسخ های واقعی اتاق شروع می کنیم.  سپس، توجه خود را به مسئله افزایش عملکرد IPNLMS بیشتر می کنیم، این کار به‌وسیله  تجمیع است. هر دو ساختار x فیلتر شده تغییر یافته و معمول برای ANC در نظر گرفته خواهد شد.

 برای تحلیل مقاومت الگوریتم ها در زمان شناسایی مسیرهایی با سطوح مختلفی از ارائه‌شده‌اند ، همه شبیه سازی های ما در ابتدا از مسیری اولیه بدون ارائه‌شده‌اند  استفاده می کنند که در ادام ه  به یک مسیر کم پشت تغییر می کنند. این مسئله باعث هم‌گرائی مجدد فیلتر تطبیقی می‌شود. هر دو مسیر اولیه پاسخ های و اقعی ضربه با 350 انشعاب است. مسیر اولیه کم پشت از طریق تبدیل 105 نمونه اولیه پاسخ های ضربه متناظر و لایی گذاری صفر به طول 350 بدست می آید. مسیر ثانویه بین بلندگو و سنسور خطا نیز در شکل 5 نشان داده می‌شود و فرض می‌شود که کنترل تطبیقی آن را می شناسد (مثلا از طریق ارزیابی آفلاین اولیه). این مسیر ثانویه،  با تنها 11 ضریب فعال، از طریق گرد کردن پاسخ ضربه واقعی ایجاد شده است. باقی تنظیمات برای سناریو ANC به صورت پیش رو است: سیگنال ورودی یک متغیر تصادفی گاوسی با میانگین صفر  با واریانس واحد است به طوریکه سیگنال اختلال d(n) به صورت خروجی مسیر اولیه بدست می آید و به‌وسیله  نویز افزایشی گاوسی با میانگین صفر ،،  با واریانس تنظیم شده برای رسیدن به SNR=30 dB آلوده شده است.

تنظیمات معمول برای فیلترهای تطبیقی NLMS و IPNLMS  برابر با  است. به طوریکه اندازه گام ها و پارامترهای نامتقارن (k) متناسب با هدف آزمایش در مقادیری مختلف تنظیم می‌شوند. با توجه به سازگاری پارامتر تجمیع، در تمام موارد از  استفاده می کنیم.

معیار شایستگی برای ارزیابی عملکرد روش‌های  مختلف  برابر با متوسط مربع خطای مازاد ( ) خواهد بود که از طریق میانگین گیری 100 اجرای مستقل الگوریتم ها بدست می آید.

• مقایسه فیلترهای IPNLMS-FX و NLMS-FXپ

برای شروع، بهره عملکرد را نشان می‌دهیم  که از طریق استفاده از طرح‌های تناسبی در ساختارهای فیلترینگ ANC بدست می آید. برای این هدف، شکل 6  EMSE در فیلترهای NLMS و IPNLMS  در ساختار FX را  نشان می دهد (به ترتیب الگوریتم های NLMS-FX و IPNLMS-FX). این عمل در زمان استفاده از اندازه گام  و  برای IPNLMS-FX است (همان طور که در 8 توصیه شده است). همان طور که می توان دید، IPNLMS-FX بعد از تغییر در مسیر اولیه، هم‌گرائی سریعتری در ابتدا و به صورت خاص نشان می دهد. این مسئله باعث افزایش سطح ارائه‌شده‌اند  مسیر برای شناسایی می‌شود. نتایجی مشابه برای ساختار MFX بدست آمده است (در اینجا نشان داده نشده است) .

• تجمیع فیلترهای IPNLMS با اندازه های گام مختلف

در این زیر بخش، تجمیع دو فیلتر IPNLMS  را با دو سرعت تطبیق مختلف برای برای ارتقا هم‌گرائی شناخته شده در برابر تبادل تنظیم اشتباه فضای حالت که در فیلترهای تطبیقی ذاتی است، در نظر می گیریم. عملکرد تجمیع دو الگوریتم IPNLMS با دو تنظیمات  و  را مورد مطالعه قرار داده ایم. شکل 7 ارزیابی EMSE را  برای دو فیلتر مولفه و نیز برای تجمیع آنها نشان می دهد. لازم به ذکر است که تجمیع انها از ساختار FX استفاده می‌کند. مجددا، رفتاری مشابه برای پیکربندی MFX بدست می آید.

همان طور که انتظار داشتیم، فیلتر با اندازه گام بزرگ، هم‌گرائی سریع تری را نشان می دهد به طوریکه مولفه ای با  در فضای حالت به خطای کمتری دست پیدا می‌کند. روش CIPNLMS-FX بهترین ویژگی هر مولفه را به ارث می برد، بنابراین هم‌گرائی سریع را با اشتباه تنظیم فضای حالت تجمیع می‌کند. این قابلیت در ادبیات علمی فیلترینگ تطبیقی به خوبی مورد مطالعه قرار گرفته است که اکثرا در مورد شناسایی پیکربندی ها است. در اینجا، مشاهده می کنیم که چنین بهبودی می تواند در تنظیمات ANC نیز بدست آید، که در اینجا خروجی فیلترها پیش از افزوده شدن به سیگنال اختلال از مسیر ثانویه عبور می‌کند.

• تجمیع فیلترهای IPNLMS با فاکتورهای نامتقارن مختلف

در زیر بخش 4.1 نشان دادیم که طرح‌های تناسبی چگونه می توانند هم‌گرائی را با توجه به فیلترهای NLMS استاندارد سرعت ببخشند. این مسئله از ارائه‌شده‌اند  در پاسخ های ضربه اتاق معمول بهره می برد. وقتی سطح ارائه‌شده‌اند  در راه‌حل  بهینه بسیار زیاد باشد، لذا عملکرد IPNLMS  می تواند با انتخاب k به طوریکه بسیار به یک نزدیک باشد، بیشتر از این بهبود یابد.  بهره حال، وقتی چنین کاری انجام شود، عملکرد فیلتر می تواند به صورتی جدی کاهش پیدا کند اگر مسیر  به اندازه ای که انتظار می رفت کم پشت نباشد. به منظور بهره گیری  از مسیرهای بسیار کم پشت در هر زمان ممکن، در حالیکه به صورت پاسخی مناسب به راه‌حل  هایی پراکنده تر باقی می ماند، در این بخش تجمیع دو الگوریتم IPNLMS که تنها در فکتورهای نامتقارنشان متفاوت هستند را در نظر می گیریم. بنابراین،  و   را استفاده می کنیم. شکل 8، EMSE در CIPNLMS-FX با طرح FX قرار داده شده و دو فیلتر مولفه آن را نشان می دهد. می بینیم که طرح تجمیع، بهترین ویژگی های هر مولفه را حفظ می‌کند. در طول اولین بخش از آزمایش، فیلتر IPNLMS-FX با k2=0.9 به صورت ضعیف کار می‌کند.  بهر حال، دقیقا این فیلتر است که در زمانی که مسیر آکوستیک کم پشت باشد، هم‌گرائی سریع تری را نشان می دهد (بعد از تغییر در تکرار 150000) و تجمیع از این موضوع بهره می برد.

شبیه سازی نتایج با استفاده فیلترهای IPNLMS برمبنای ساختار MFX در شکل 9 نشان داده می‌شوند. نتایج به صورتی مشابه برای FX نیز می توانند مورد بحث قرار گیرند. با توجه به EMSE فضای حالت، با استفاده از پیکربندی MFX، فیلتر CIPNLMS-MFX قادر است تا بهتر از هر دو فیلتر مولفه عمل کند این مسئله ناشی از هم‌گرائی کم بین خطاهای فیلتر مولفه و کاهش واریانس منتج شده از میانگین آنها است.

مبتدی (مناسب برای درک مفهوم کلی مطلب)

F1868

اهداف و مشخصات
جدول I نشاندهنده مشخصات و اهداف مطلوب از یک آنتن برای استفاده با ارتباطات ماهواره سیار، در کابردهای خاص ETS-VIII هدف یافته است که در این تحقیق استفاده می شوند. در این تحقیق، فرکانس عملیاتی برای یک پچ تک در دریافت (Rx) و انتقال (Tx) در 2.5025 گیگاهرتز و 2.6575 گیگاهرتز به ترتیب تنظیم می شوند، همانطور که در جدول I نشان داده شده است. Rx و Tx برای کار در قطبیت دایروی سمت چپ (LHCP) در نظر گرفته می شوند که در آن ماکزیمم نسبت محوری در جهت هدف یافته 3 dB است (زاویه افقی Az=0 تا 360 درجه و El=48).
پیکربندی آنتن
این آنتن به صورت پچ تک قبل از در نظر گرفتن پیکربندی آرایه بررسی می شود. شکل 2، پیکربندی یک پچ مثلثی متساوی الاضلاع تک را با پارامترهای آن نشان می دهد (نفوذپذیری نسبی 2.17 و tan =0.00085). این عناصر با نوع جدید تغذیه های مجاورت با خطوط مایکرواستریپ تغذیه می شود که عرض آن w 3 میلی متر برای هر پچ Rx و Tx برای به دست اوردن پیکربندی نازک است. یک نوع تغذیه دوگانه جدید برای تولد پلاریزاسیون دایروی سمت چپ (LHCP) با استفاده از پچ مثلثی متساوی الاضلاع پیشنهاد می شود که در آن یکی از تغذیه های خط مایکرواستریپ λ/4 طویل تر از دیگر عرضه تاخیر فازی 90 درجه است. تکنیک تغذیه پیشنهاد شده برای دستیابی به توزیع جریان پایدار و ایده ال در سطح پچ مثلثی و در نتیجه بهبود انتن توسعه یافته قبلی طراحی شده است [1] در این تحقیق، روش لحظه ای (MOM) برای شبیه سازی مدل با صفحه زمین متناهی به کار گرفته شد. ضخامت زیرلایه برای خط مایکرواستریپ یا خط تغذیه ( زیرلایه 2) و پچ مثلثی (زیرلایه 1) با مورد ضمنی دیگر (h1=h2=0.8 میلی متر) تعریف می شود. طول های خط مایکرواستریپ درج شده تحت چپ le 14 میلی متر و 10 میلی متر برای Rx و Tx به ترتیب می باشند و مبدل ربع موج برای دستیابی به تطبیق امپدانس 50 اهم برای Rx و Tx به ترتیب استفاده می شود. پارامترهای جزئی خط مایکرواستریپ (شکل 2 را ببینید) برای Rx و Tx ls=5mm ld=11 mm, ld1=4 mm, lc=5 mm, lm= 2 mm, and lst=11 mm است.

عرض خط ورودی مایکرواستریپ ws برای Rx و Tx 4.7 میلی متر و 4 میلی متر به ترتیب است. پارامترهای طول پچ (برای a=b) به دست آمده 52.5 میلی متر و 49.4 میلی متر برای Rx و Tx به ترتیب می باشد. شکل 3 نشاندهنده پیکربندی آنتن ارایه پچ مثلثی است؛ مقطع های Tx و Rx از سه عنصر مثلثی تشکیل شده اند. این پیکربندی برای مینیمم نمودن کاربرد فضایی استفاده می شود. انتن ارایه پچ مثلثی ساخته شده رد شکل 4 از سمت بالا و جانبی نشان داده شده است. یک صفحه الومینیوم با ضخامت 2 میلی متر برای حمایت زیرلایه استفاده می شود.

عملکرد آنتن
شکل 5 پارامترهای S به دست آمده از مدل شبیه سازی و اندازه گیری برای عنصر شماره 1 Rx و Tx نشان داده در شکل 3 به صورت RX1 و Tx1 را نشان می دهد. بنابراین شکل 6، مشخصات امپدانس ورودی پچ Rx1 و Tx1 نشان می دهد. این اشکال نشان می دهد که نتایج شبیه سازی برای Rx و Tx 0.7 درصد و 0.5 درصد به ترتیب برای کم نمودن فرکانس ها از نتیجه اندازه گیری شیفت داده می شود. در نظر گرفته می شود که سیستم های اندازه گیری (یعنی کابل، رابط ها، پیچ های پلاستیکی و غیره) روی مشخصات آنتن تاثیر می گذارند. در مورد امپدانس ورودی، قسمت واقعی اندازه گیری در فرکانس های هدف Rx و Tx (فرکانس مرکزی Rx، 2.5025 گیگاهرتز و Tx 1.6575 گیگاهرتز) 50 اهم است که تطبیق خوبی را فراهم می کند.

تکنیک سوییچینگ پرتو
پرتوی آنتن با مکانیزمی ساده ایجاد می شود که شامل OFF نمودن یکی از عناصر تابشی نشان داده شده در شکل 3 می شود. با در نظر گرفتن کوپلینگ متقابل بین عناصر تغذیه شده، فاز و فاصله آنها، جهت پرتو می تواند تغییر یابد. از اینرو، دو عناصر تغذیه شده از لحاظر تئوری یک شیفت پرتوی 90- درجه را در جهت برش مخروطی از این عنصر ایجاد می کند که OFF می شود، در مورد آنتن LHCP. برای مثال، زمانی که عنصر Rx 3 واقع در Az=330 درجه OFF می شود. این پرتو از لحاظ تئوری به سمت زاویه افقی Az=240درجه (شکل 7(a) پرتوی شماره 3 نشان داده شده به صورت نماد #3 در نمودار را ببینید) جهت گیری می کند. دو پرتوی دیگر دریافت می تواند به همین روش ایجاد شود، OFF نمودن هر عنصر به ترتیب (Rx2 و Rx3 در شکل 3 و هر پرتو نشان داده شده به صورت نماد #2 و #3 در شکل 7(a) به ترتیب).
نتایج اندازه گیری و شبیه سازی مشخصات بهره و نسبت محوری سوییچینگ پرتو در صفحه برش مخروطی در اشکال 7(a) و 7(b) به ترتیب نشان داده شده اند. این اشکال نشان می دهد که بهره ماکزیمم 5.4dBic برای شبیه سازی و اندازه گیری Rx و 5.9dBic برای شبیه سازی و اندازه گیری Tx است. از این نتایج، نتایج شبیه سازی و اندازه گیری بهتر از اهداف در جدول 1 هستند (بهره مینیمم 5 dBic و ماکزیمم نسبت محوری 3dB) و زاویه افقی کل را پوشش می دهند. پوشش پرتوی 5-dBic بیشتر از 120 درجه و پوشش نسبت محوری 3-dB برای نتایج شبیه سازی و اندازه گیری، 360 درجه را در صفحه برش محوری در El=48 درجه پوشش می دهد.
نتایج اندازه گیری Rx و Tx (شکل 7) نشاندهنده حلزونی به شکل زین برای بهره پرتوی اصلی و نسبت محوری است. حلزونی در پرتوی اصلی زمانی بیشتر مشخص می شود که فاصله بین مرکز آنتن و راس پچ کاهش می یابد [1] یا فاصله کاهش می یابد. این اثر نیز برای کاهش عملکرد آنتن در نظر گرفته می شود، به خصوص نسبت محوری آن. این ناشی از تاثیر اثر لبه است که نوسان توزیع جریان در سطح پچ را با صفحه زمین متناهی را ایجاد می کند و تغییر در مشخصات انتن زمانی که سطح زیرلایه کاهش می یابد، به خصوص فرکانس تشدید و الگوی تابش [2].
شکل 8(a) و (b) نشاندهنده مشخصات تابشی در برش ارتفاع برای Rx و Tx به ترتیب می باشد. اگر انتن روی سقف ماشین گذاشته شود و لزوماً حوزه ژاپن را پوشش دهد (شکل 1 را ببینید)، که باید در ارتفاع با مرکز El=48 درجه تنظیم شود، نسبت محوری و بهره در این گستره باید اهداف را برآورده سازد (بهره مینیمم 5dBic و نسبت محوری ماکزیمم 3dB).
شکل 8(a) نشان می دهد که بهره نتیجه شبیه سازی بین El=40 درجه و 58 درجه بالاتر از 5dBic است و نتیجه اندازه گیری می تواند از El=42 تا 58 درجه را پوشش دهد. نسبت محوری شبیه سازی و اندازه گیری از El=38 تا 58 درجه کمتر از 3dB هستند که نشان می دهد که نسبت محوری Rx اهداف را برآورده می سازد. در این نقطه، بهره در زوایای ارتفاع پایین نیاز به بهبود در حدود 2 و 4 درجه برای شبیه سازی و اندازه گیری به ترتیب، برای برآورده سازی اهداف مطلوب دارد. در نتیجه شکل 8(b) نشاندهنده نتیجه شبیه سازی، بین El=43 و 58 درجه بالاتر از 5dBic است و نتیجه اندازه گیری می تواند El=45 تا 58 درجه را پوشش دهد. نسبت محوری شبیه سازی و اندازه گیری از El=38 تا 58 درجه کمتر از 3dB هستند که نشان می دهد که نسبت محوری، اهداف را برآورده می سازد. در این نقطه، بهره در زوایای ارتفاع پایین نیاز به بهبود رد حدود 5 و 7 درجه برای شبیه سازی و اندازه گیری به ترتیب دارند که اهداف مطلوب را براورده می سازد.
تشکرات
نویسندگان از جامعه ژاپن برای ترویج علم (JSPS) برای تحقیقات علمی (پروژه شماره 16360185)؛ موسسه ملی فناوری اطلاعات و ارتباطات- NICT (آزمایشگاه تحقیقاتی ارتباطات سابق-CRL) ژاپن برای تحقیقات آنها در اندازه گیری بیرونی تشکر می کنند.

یک آنتن آرایه فازی دوقطبی چاپی موج میلی متری جدید با استفاده از اتصالات درخت خط استریپ هم صفحه با تغذیه میکرواستریپ

A new Millimeter-wave printed dipole phased array antenna using microstrip-fed coplanar stripline tee junctions

Abstract

A new millimeter-wave printed twin dipole phased array antenna is developed at Ka band using a new microstrip-fed CPS tee junction, which does not require any bonding wires, air bridges, or via holes. The phased array used a piezoelectric transducer (PET) controlled tunable multitransmission line phase shifter to accomplish a progressive phase shift. A progressive phase shift of 88.8/spl deg/ is achieved with the 5 mm of perturber length when the PET has full deflection. Measured return loss of the twin dipole antenna is better than 10 dB from 29.5 to 30.35 GHz. Measured return loss of better than 15 dB is achieved from 30 to 31.5 GHz for a 1/spl times/8 phased array. The phased array antenna has a measured antenna gain of 14.4 dBi with 42/spl deg/ beam scanning and has more than 11 dB side lobe suppression across the scan.

1 Introduction

P HASED array antenna systems usually associated with large and complex active device networks for phase shifters, which occupies large portion of the system expenses. Phased array used in military radar system requires low profile for invisibility against opponents. It also needs to be light weight especially in the applications of satellite communications. Correspondingly, the demands for low cost, low profile, small size, light weight, and less complicated phased array antenna systems are increasing nowadays for both commercial and military applications.

A printed dipole antenna satisfies the benefits of low profile, light weight, low cost and compact size, which is suitable for building phased arrays if proper phase shifters are provided. To construct a printed dipole array, several configurations have been proposed. Nesic et al. [1] reported a one-dimensional printed dipole antenna array fed by microstrip at 5.2 GHz. Scott [2] introduced a microstrip-fed printed dipole array using a microstrip-to-coplanar stripline (CPS) balun. In [1] and [2], the balun designs were not easy to match the impedance and the structures were too big and complicated to build an array. In 1998, a wideband microstrip-fed twin dipole antenna was introduced with double-sided structure operating at the frequency range from 0.61 to 0.96 GHz [3]. Zhu and Wu [4] developed a 3.5 GHz twin dipole antenna fed by a hybrid finite ground coplanar waveguide (FGCPW)/CPS Tee junction. An X-band monolithic integrated twin dipole antenna mixer was reported in [5] with devices directly integrated into the antenna, so no feeding network was necessary.

In this paper, a new planar printed dipole phased array antenna using a tunable phase shifter controlled by PET is presented at 30 GHz. The phased array antenna uses a new twin dipole antenna excited by a microstrip-fed CPS Tee junction [8]. The piezoelectric transducer (PET) controlled phase shifter does not require any solid-state devices and their associated driving circuits. The 1 8 twin dipole phased array antenna has compact size, low loss, low cost, light weight and reduced complexity as well as good beam scanning with low side lobe levels.

The PET controlled phase shifter was adopted for the low cost phased array antenna systems for the first time in [6] and [7]. In this structure, a dielectric perturber controlled by PET is used to introduce a progressive phase shift. The deflection takes place at the PET when the proper voltages are applied. Using this property of the PET, a dielectric perturber can have upward and downward movement according to the applied voltages. Consequently, if a transmission line is perturbed by a PET actuated dielectric perturber, its propagation constant will be changed. This phenomenon induces a variable phase shift along the transmission line controlled by PET. In [6] and [7], an end-fire Vivaldi antenna was used for covering a wide bandwidth, and a transition was required to feed antennas. Consequently, the system was large and bulky.

The new printed twin dipole phased array using a microstrip-fed CPS combined with a PET phase shifter provides low-cost, low-loss, low-profile, compact-size and low-complexity with simple antenna feeding.

مبتدی (مناسب برای درک مفهوم کلی مطلب)

F1870