دانلود رایگان ترجمه مقاله یک گیرنده رادیویی پهن باند CMOS 65 نانومتری (آی تریپل ای 2016)

مبتدی (مناسب برای درک مفهوم کلی مطلب) (ترجمه به صورت ناقص انجام شده است)

BWRF پهنای باند کانال RF، NF عدد نویز RX، و بهره تنوع 3 dB فرض شده است (با توجه به مشخصات 3GPP LTE). با تضعیف دوپلکسر برابر 2 dB از آنتن به پورت RX، NF باید حداقل کمتر از 9 dB باشد. اما، در پیشرفته ترین پیاده¬سازی های تجاری، NF نزدیک به 3 dB است. همراه با سیگنال مطلوب ضعیف، مداخله گرها (که به صورت امواج پیوسته و یا سیگنال های مدوله با پهنای باند 5 مگاهرتز مدل سازی شده اند) ممکن است در فرکانس های مختلف وجود داشته باشند و حساسیت RX را از بین ببرند. موارد آزمون مربوط به مداخله گرها عبارتند از: مسدود کننده های باند باریک (NBB)، گزینندگی کانال مجاور (ACS)، مسدود کننده های IB (IBB)، مسدود کننده های خارج از باند (OBB)، اعوجاج مدولاسیون متقابل (IMD) و نشت فرستنده (TX). توان TX می تواند تا +25 dBm در آنتن بالا باشد، که باعث می شود توان خروجی پورت TX +27 dBm شود، تضعیف دوپلکسر از پورت TX به آنتن 2 dB فرض شده است. این توان TX در ورودی RX توسط مقداری از 55 dB ارائه شده توسط دوپلکسر [14] در سناریوی FDD تضعیف می شود، یعنی، نشت TX نزدیک به -28 dBm در ورودی RX ظاهر می شود. علاوه بر این، با توجه به این که فاصله دوبلکس از RX به TX ممکن است به کوچکی 41 MHz در باند 20 (در حالت LTE20)، و یا حتی 30 MHz در باندهای 12، 14، و 17 (در حالت LTE10) باشد، نشت TX یکی از مهم ترین مسدود کننده هاست که باید توسط RX کنترل شود.
از سوی دیگر، نزدیک ترین مسدود کننده ها (یعنی، نسبت به مشخصات NBB و ACS)، نمی توانند توسط دوپلکسر تضعیف شوند، چون که در داخل باند RX مورد نظر واقع شده اند. CSF ابزاری دقیق در رد نشت TX و مسدود کننده های خارج از باند است، اما تا حدودی اثر محدودی هم بر روی مسدود کننده های نزدیک دارد؛ بنابراین، RX DR (در نزدیک) عمدتاً توسط سرکوب ملايم NBB و ACS تعیین می شود. یک برآورد بدبینانه از DR، یعنی بدون توجه به شرط تخفیف یافته در REFSENS در حضور مسدود کننده ها، حدوداً برابر ACS – REFSENS = 45 dB است. در RX ارائه شده در این جا، DR نزدیک [close-in] مشخص شده در مجاورت 50 dB است، تا مقداری حاشیه برای نسبت پیک به میانگین (PAR) بالای مداخله گرهای OFDM مدوله شده فراهم کند و، به خصوص، بتواند بیش از یک مداخله گر را در کاربردهای واقعی جای دهد.

3. ملاحظات طراحی ADCSF
A. RX SNR و ADC SQNR
یکی از پارامترهای کلیدی در سنتز ADCSF نسبت سیگنال به نویز تدریج آن (SQNR) است. شرط ADCSF SQNR را می توان از مشخصات RX معرفی شده در بخش قبلی به دست آورد. به منظور دستیابی به RX NF برابر 3 dB، کف نویز PN ورودی RX در حالت LTE20 باید به صورت زیر باشد:

با ولتاژ تفاضلی مقیاس کامل ±600 mV برای کوانتایزر DSM و بهره 50 dB برای RX، سیگنــــــــال ورودی -45 dBm، در خروجی RX، 0 dBFS تولید می کند. برای اجتناب از قطع کوانتایزر DSM، در آینده فرض می کنیم که حداکثر RX SNDR در خروجی -3 dBFS رخ می دهد (یعنی، برای توان سیگنال رجوعی ورودی -45 – 3 = -48 dBm). سپس، IB RX SNDR حاصل را نمی توان به راحتی به صورت (-48) – (-98) = 50 dB محاسبه کرد. برای اطمینان از این که بیشترین PN ناشی از RF پیشرو است، کف نویز ADCSF باید حداقل 10 dB کمتر از PN باشد. علاوه بر این، در طراحی توان کارآمد DSM (در این کار، طراحی ADCSF)، نویز تدریج باید حداقل 10 dB کمتر از نویز حرارتی باشد [15]. بنابراین، SQNR برای ADCSF باید حداقل 70 dB باشد.
از سوی دیگر، محدودیت های فیلترینگ در ADCSF را می توان از مشخصات مسدود کننده شرح داده شده در بخش قبلی استنتاج کرد. اگر موارد آزمون NBB و ACS بر شرط ADCSF DR غالب باشند، مداخله گرها از دیگر موارد آزمون، همراه با نشت TX، باید به اندازه کافی قبل از ورود به DSM تضعیف شده باشند، در نتیجه یک فیلتر تهاجمی لازم است. سازش بین حساسیت و گزینندگی ADCSF در بخش III-D بحث شده است.

B. مرتبه ADCSF در مقابل DSM
برای تأکید بر اهمیت مرتبه DSM، مدل کلی یک ADCSF (شکل 3) استفاده شده است، که در آن STF کلی به صورت زیر است: بدیهی است، ماهیت STFDSM ممکن است تأثیر زیادی بر روی STFADCSF داشته باشد. شکل (a)4 و (b)4 طرح های ساده شده CT DSM ها را نشان می دهند، که صریحاً از همتایان زمان گسسته خود MOD1 و MOD2 [15] مشتق شده اند. کوانتایزر داخلی به صورت یک نمونه بردار ایده آل با فرکانس نمونه برداری fs برابر 296 MHz مدل سازی شده است، متناظر با موردی که در آن ADCSF در حالت LTE20 عمل کرده، و از بدون بازگشت به صفر (NRZ) DAC ها استفاده شده است. تأخیر زمانی اختصاص داده شده، Td، بین کوانتایزر و فیدبک DAC نصف دوره نمونه برداری تنظیم شده است، در حالی که DSM NTF اسمی با اضافه کردن فیدبک مستقیم مسیر k0 به دور کوانتایزر دوباره بازسازی شد. پاسخ اندازه و فاز STFDSM برای DSM مرتبه صفر، مرتبه اول و مرتبه دوم در شکل 5 نشان داده شده است (که در آن مرتبه صفر DSM یک flash ADC ساده است). هنگامی که مرتبه DSM از دو به یک کاهش می یابد، در 50 dB تأخیر فاز در حدود 30̊ کاهش می یابد. مسیر مستقیم k0 به یک جمع کننده اضافی قبل از کوانتایزر نیاز خواهد داشت. برای صرفه جویی در توان، یک گزینه پرکاربرد وارد کردن یک صفر در آخرین انتگرالگیر [16] و تبدیل آن به یک جزء انتگرالی- تناسبی (PI) است، همان طور که در (c)4 شکل نشان داده شده است. در این شکل مسیر تشکیل شده توسط kpi و a1 معادل k0 در شکل (b)4 است. علاوه بر این، مسیر فیدفوروارد kpi یک صفر در STFDSM وارد می کند، که هموار بودن STFDSM را گسترش و شیفت فاز آن را کاهش می دهد (شکل 5). همان طور که می توان از (2) دریافت، تغییرات اندازه و شیفت فاز STFDSM، STFADCSF را تغییر می دهد؛ بنابراین، یک DSM مرتبه پایین، مانند DSM مرتبه اول شکل 4، برای رسیدن به یک STFADCSF مقاوم ترجیح داده شده است. گام بعدی در ساده سازی DSM اجتناب کامل از فیلتر حلقه DSM است، که DSM را به flash ADC ساده STFDSM = 1 در تمام فرکانس ها کاهش می دهد (با فرض این که در این مورد DACD در شکل 3 لازم نیست). این می تواند انتخاب DSM کامل برای ADCSF باشد، اما به علت عدم شکل دهی نویز تدریج در DSM این چنین نیست. با این وجود، بعداً نشان داده خواهد شد که یک ADCSF با DSM مرتبه صفر انتخاب کاملاً مناسبی است، اگر SNDR و نمودار مشخصات فیلترینگ ADCSF خیلی دقیق نیست.

C. ADCSF در مقابل مرتبه و نوع CSF
با کاهش مرتبه DSM، سرکوب نویز تدریج آن به شدت وابسته به NTF بخش CSF از ADCSF است (به همین روش مانند DSM معمولی، NTF CSF به صورت تابع انتقال منبع نویز واقع در خروجی آخرین انتگرالگیر CSF تعریف شده است). از آن جا که هر دوی STF و NTF قطب های یکسان دارند، و قطب های CSF به طور کامل توسط عمل فیلترینگ مطلوب از CSF تعیین می شود، سرکوب نویز در باند فراهم شده توسط CSF بسیار به انتخاب نوع و مرتبه فیلتر وابسته است، و مهمتر از همه به نسبت rCSF فرکانس قطع CSF، fc، به پهنای باند کانال (سیگنال) fsig بستگی دارد[5].
طراحی DSM معمولی معمولاً از افزایش مرتبه فیلتر حلقه بهره می برد، تا زمانی که پایداری تضمین شده باشد. با این حال، این حالت همیشه در مورد ADCSF صحیح نیست. شکل 6 پاسخ اندازه NTF یک CSF با STF چبیشف نوع I و STF باترورث را نشان می دهد. فرکانس نسبت به فرکانس های قطع CSF، fc, cheb و fc, butter نرمالیزه شده است که در آن fc, cheb آخرین عبور از 0 dB برای STF چبیشف است، در حالی که fc, butter پهنای باند -3 dB برای STF باترورث است. با افزایش مرتبه فیلتر از چهار به پنج، اوج دهندگی NTF چبیشف افزایش می یابد و به حد باند نزدیک تر می شود، که این امر سرکوب نویز را پاییــــن می آورد (که ممکن است، در واقع، حتی تبدیل به یک تقویت کننده نویز شود). در مقابل، سرکوب نویز باترورث با افزایش مرتبه به افزایش خود ادامه می دهد. در تمام موارد، سرکوب نویز تدریج را می توان همانند طراحی DSM معمولی، با قرار دادن عاقلانه صفرهای NTF در سراسر پهنای باند CSF، بدون تأثیر بر STF CSF، تقویت کرد.

D. گزینندگی در مقابل حساسیت
قبلاً ذکر کرده ایم که سازش بین گزینندگی CSF و سرکوب نویز DSM در ADCSF یک تابع قوی از پارامتر rCSF است. شکل 7، SQNR قابل حصول را در مقابل rCSF برای 4-1 ADCSF و 5-0 ADCSF با استفاده از CSF های باترورث، با نسبت DSM بیش نمونه برداری 16 و کوانتایزر DSM 3 بیتی در هر دو مورد نشان می دهد. با افزایش rCSF، SQNR قابل حصول افزایش می یابد و هم چنین سرکوب نویز تدریج بالاتری را برای گزینندگی کاهش یافته نشان می دهد [5]، [17]. مقدار مناسب rCSF را می توان بر اساس الزامات سیستم کلی از نمودارهای شکل 7 انتخاب کرد. در مورد 5- 0 ADCSF خود DSM به تنهایی می تواند SQNR برابر 32 dB ارائه دهد، و برای رسیدن به SQNR مورد نیاز برابر 70 dB، rCSF > 1.8 مورد نیاز است، که منجر به تضعیف ناچیز مداخله گرهای نزدیک می شود. بنابراین، 4-1ADCSF با rCSF ≈ 1.36، برای دستیابی به SQNR مورد نیاز با بدتر شدن جزئی گزینندگی نزدیک اتخاذ شده است. همان طور که در شکل 8 نشان داده شده است، در این مورد 4-1 ADCSF باعث سرکوب اضافی نویز DSM برابر با 23 dB می شود، SQNR کلی را در مقایسه با 49 dB برای CSF-DSM کاسکاد معمولی، به 72 dB افزایش می دهد، در حالی که STF بدون تغییر باقی می ماند. به عنوان نکته نهایی، و باز هم با فرض rCSF ≈ 1.36، در می یابیم که 3-1 ADCSF گزینندگی کافی ایجاد می کند، اما SQNR فقط 67 dB می شود.
E. ADCSF در مقابل متعارف DSM
همان طور که قبلاً در [7] انجام شده، لازم به ذکر است که m-n ADCSF شکل (b)1 ممکن است از لحاظ توپولوژیکی به DSM معمولی مرتبه m + n یکسان باشد. در واقع، این مورد برای پیاده سازی 4 – 1 ADCSF در بخش IV-B توصیف شده است.

با این وجود، یک تفاوت اساسی بین ADCSF و DSM معمولی وجود دارد، یعنی، قرار دادن قطب های مربوطه: در ADCSF، نشان دهنده یک سازش بین IB سرکوب نویز تدریج و فیلترینگ مسدود کننده OOB است، در حالی که تنها اولی مناسب DSM معمولی است.
به عنوان مثال، شکل 9 نمودارهای قطب-صفر در دامنه-z، NTFهای یک 4-1 ADCSF و DSM معمولی مرتبه پنجم را نشان می دهد. هر دوی NTFها به طور حداکثری مسطح بوده در فرکانس های بسیار بالا بهره 6 dB دارند. تمام صفرها برای سادگی در DC نگه داشته شده است. در DSM معمولی مرتبه پنجم، تمام پنج قطب در فرکانس های بالا قرار داده می شوند تا به شدت نویز تدریج IB را به حداقل برسانند، اما نمی توانند هیچ گونه فیلترینگی نزدیک به باندپایه ارائه دهند. از سوی دیگر، در 4-1ADCSF چهار قطب فرکانس پایین CSF (به طور عمده) فیلترینگ را انجام می دهند و یک قطب DSM فرکانس بالا شکل دهی مرتبه اول نویز تدریج را انجام می دهد، که مهمتر از همه، با چهار قطب فرکانس پایین CSF بیشتر سرکوب می شود. DSM معمولی مرتبه پنجم نویز تدریج IB بسیار پایین تری نسبت به ADCSF فراهم می کند، چون که قطب های آن برای عملکرد نویز بهینه سازی شده اند، اما این کار، در کنار نبود فیلترینگ، کاری اضافی و غیر ضروری است: مزیت اصلی این ADCSF این نیست که قطب های CSF آن شکل دهی مطلوب نویز را پیاده سازی می کند، بلکه به جای آن تقریباً به صورت رایگان و بدون بدتر شدن قابلیت فیلترینگ ADCSF شکل دهی نویز اضافی قابل توجهی ارائه می دهد.